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1、內容提要,直流調速方法 直流調速電源 直流調速控制,引 言,直流電動機具有良好的起、制動性能，宜于在大范圍內平滑調速，在許多需要調速和快速正反向的電力拖動領域中得到了廣泛的應用。 由于直流拖動控制系統(tǒng)在理論上和實踐上都比較成熟，而且從控制的角度來看，它又是交流拖動控制系統(tǒng)的基礎。因此，為了保持由淺入深的教學順序，應該首先很好地掌握直流拖動控制系統(tǒng)。,根據(jù)直流電機轉速方程,直流調速方法,（1-1）,,由式（1-1）可以看出，有三種方法調節(jié)電動機的轉速： （1）調節(jié)電樞供電電壓 U； （2）減弱勵磁磁通 ； （3）改變電樞回路電阻 R。,（1）調壓調速,工作條件： 保持勵磁 = N ；

2、保持電阻 R = Ra 調節(jié)過程： 改變電壓 UN U U n ， n0 調速特性： 轉速下降，機械特性曲線平行下移。,（2）調阻調速,工作條件： 保持勵磁 = N ； 保持電壓 U =UN ； 調節(jié)過程： 增加電阻 Ra R R n ，n0不變； 調速特性： 轉速下降，機械特性曲線變軟。,,（3）調磁調速,工作條件： 保持電壓 U =UN ； 保持電阻 R = R a ； 調節(jié)過程： 減小勵磁 N n ， n0 調速特性： 轉速上升，機械特性曲線變軟。,調磁調速特性曲線,三種調速方法的性能與比較,對于要求在一定范圍內無級平滑調速的系統(tǒng)來說，以調節(jié)電樞供電電壓的方式為最好。改變

3、電阻只能有級調速；減弱磁通雖然能夠平滑調速，但調速范圍不大，往往只是配合調壓方案，在基速（即電機額定轉速）以上作小范圍的弱磁升速。 因此，自動控制的直流調速系統(tǒng)往往以調壓調速為主。,第1章 閉環(huán)控制的直流調速系統(tǒng),本章著重討論基本的閉環(huán)控制系統(tǒng)及其分析與設計方法。,本章提要,1.1 直流調速系統(tǒng)用的可控直流電源 1.2 晶閘管-電動機系統(tǒng)（V-M系統(tǒng)）的主要問題 1.3 直流脈寬調速系統(tǒng)的主要問題 1.4 反饋控制閉環(huán)直流調速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)分析和設計 1.5 反饋控制閉環(huán)直流調速系統(tǒng)的動態(tài)分析和設計 1.6 比例積分控制規(guī)律和無靜差調速系統(tǒng),1.1 直流調速系統(tǒng)用的可控直流電源,根據(jù)前面分析，調

4、壓調速是直流調速系統(tǒng)的主要方法，而調節(jié)電樞電壓需要有專門向電動機供電的可控直流電源。 本節(jié)介紹幾種主要的可控直流電源。,常用的可控直流電源有以下三種,旋轉變流機組用交流電動機和直流發(fā)電機組成機組，以獲得可調的直流電壓。 靜止式可控整流器用靜止式的可控整流器，以獲得可調的直流電壓。 直流斬波器或脈寬調制變換器用恒定直流電源或不控整流電源供電，利用電力電子開關器件斬波或進行脈寬調制，以產(chǎn)生可變的平均電壓。,1.1.1 旋轉變流機組,圖1-1旋轉變流機組供電的直流調速系統(tǒng)（G-M系統(tǒng)）,G-M系統(tǒng)工作原理,由原動機（柴油機、交流異步或同步電動機）拖動直流發(fā)電機 G 實現(xiàn)變流，由 G 給需要調速的直

5、流電動機 M 供電，調節(jié)G 的勵磁電流 if 即可改變其輸出電壓 U，從而調節(jié)電動機的轉速 n 。 這樣的調速系統(tǒng)簡稱G-M系統(tǒng)，國際上通稱Ward-Leonard系統(tǒng)。,G-M系統(tǒng)特性,1.1.2 靜止式可控整流器,圖1-3 晶閘管可控整流器供電的直流調速系統(tǒng)（V-M系統(tǒng)）,V-M系統(tǒng)工作原理,晶閘管-電動機調速系統(tǒng)（簡稱V-M系統(tǒng)，又稱靜止的Ward-Leonard系統(tǒng)），圖中VT是晶閘管可控整流器，通過調節(jié)觸發(fā)裝置 GT 的控制電壓 Uc 來移動觸發(fā)脈沖的相位，即可改變整流電壓Ud ，從而實現(xiàn)平滑調速。,V-M系統(tǒng)的特點,與G-M系統(tǒng)相比較： 晶閘管整流裝置不僅在經(jīng)濟性和可靠性上都有

6、很大提高，而且在技術性能上也顯示出較大的優(yōu)越性。晶閘管可控整流器的功率放大倍數(shù)在10 4 以上，其門極電流可以直接用晶體管來控制，不再像直流發(fā)電機那樣需要較大功率的放大器。 在控制作用的快速性上，變流機組是秒級，而晶閘管整流器是毫秒級，這將大大提高系統(tǒng)的動態(tài)性能。,V-M系統(tǒng)的問題,由于晶閘管的單向導電性，它不允許電流反向，給系統(tǒng)的可逆運行造成困難。 晶閘管對過電壓、過電流和過高的dV/dt與di/dt 都十分敏感，若超過允許值會在很短的時間內損壞器件。 由諧波與無功功率引起電網(wǎng)電壓波形畸變，殃及附近的用電設備，造成“電力公害”。,1.1.3 直流斬波器或脈寬調制變換器,在干線鐵道電力機車、工

7、礦電力機車、城市有軌和無軌電車和地鐵電機車等電力牽引設備上，常采用直流串勵或復勵電動機，由恒壓直流電網(wǎng)供電，過去用切換電樞回路電阻來控制電機的起動、制動和調速，在電阻中耗電很大。,1. 直流斬波器的基本結構,圖1-5 直流斬波器-電動機系統(tǒng)的原理圖和電壓波形,2. 斬波器的基本控制原理,在原理圖中，VT 表示電力電子開關器件，VD 表示續(xù)流二極管。當VT 導通時，直流電源電壓 Us 加到電動機上；當VT 關斷時，直流電源與電機脫開，電動機電樞經(jīng) VD 續(xù)流，兩端電壓接近于零。如此反復，電樞端電壓波形如圖1-5b ，好像是電源電壓Us在ton 時間內被接上，又在 T ton 時間內被斬斷，故稱“

8、斬波”。,這樣，電動機得到的平均電壓為,3. 輸出電壓計算,(1-2),式中 T 晶閘管的開關周期； ton 開通時間； 占空比， = ton / T = ton f ； 其中 f 為開關頻率。,,為了節(jié)能，并實行無觸點控制，現(xiàn)在多用電力電子開關器件，如快速晶閘管、GTO、IGBT等。 采用簡單的單管控制時，稱作直流斬波器,4. 斬波電路三種控制方式,根據(jù)對輸出電壓平均值進行調制的方式不同而劃分，有三種控制方式： T 不變，變 ton 脈沖寬度調制（PWM）； ton不變，變 T 脈沖頻率調制（PFM）； ton和 T 都可調----混合型。,PWM系統(tǒng)的優(yōu)點,（1）主電路

9、線路簡單，需用的功率器件少； （2）開關頻率高，電流容易連續(xù)，諧波少，電機損耗及發(fā)熱都較小； （3）低速性能好，穩(wěn)速精度高，調速范圍寬，可達1:10000左右； （4）若與快速響應的電機配合，則系統(tǒng)頻帶寬，動態(tài)響應快，動態(tài)抗擾能力強；,PWM系統(tǒng)的優(yōu)點（續(xù)）,（5）功率開關器件工作在開關狀態(tài)，導通損耗小，當開關頻率適當時，開關損耗也不大，因而裝置效率較高； （6）直流電源采用不控整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)比相控整流器高。,小 結,三種可控直流電源，V-M系統(tǒng)在上世紀6070年代得到廣泛應用，目前主要用于大容量系統(tǒng)。 直流PWM調速系統(tǒng)作為一種新技術，發(fā)展迅速，應用日益廣泛，特別在中、小容量的系統(tǒng)中

10、，已取代V-M系統(tǒng)成為主要的直流調速方式。,1.2 晶閘管-電動機系統(tǒng)（V-M系統(tǒng)） 的主要問題,本節(jié)討論V-M系統(tǒng)的幾個主要問題： （1）觸發(fā)脈沖相位控制； （2）電流脈動及其波形的連續(xù)與斷續(xù)； （3）抑制電流脈動的措施； （4）晶閘管-電動機系統(tǒng)的機械特性； （5）晶閘管觸發(fā)和整流裝置的放大系數(shù)和 傳遞函數(shù)。,在如圖可控整流電路中，調節(jié)觸發(fā)裝置 GT 輸出脈沖的相位，即可很方便地改變可控整流器 VT 輸出瞬時電壓 ud 的波形，以及輸出平均電壓 Ud 的數(shù)值。,,1.2.1 觸發(fā)脈沖相位控制,,等效電路分析,如果把整流裝置內阻移到裝置外邊，看成是其負載電路電阻的一部分，那么，整流電壓

11、便可以用其理想空載瞬時值 ud0 和平均值 Ud0 來表示，相當于用圖示的等效電路代替實際的整流電路。,圖1-7 V-M系統(tǒng)主電路的等效電路圖,式中 電動機反電動勢； 整流電流瞬時值； 主電路總電感； 主電路等效電阻； 且有 R = Rrec + Ra + RL；,E,id,L,R,瞬時電壓平衡方程,(1-3),,對ud0進行積分，即得理想空載整流電壓平均值Ud0 。 用觸發(fā)脈沖的相位角 控制整流電壓的平均值Ud0是晶閘管整流器的特點。 Ud0與觸發(fā)脈沖相位角 的關系因整流電路的形式而異，對于一般的全控整流電路，當電流波形連續(xù)時，Ud0 = f () 可用下式

12、表示,式中 從自然換相點算起的觸發(fā)脈沖控制角； = 0 時的整流電壓波形峰值； 交流電源一周內的整流電壓脈波數(shù)； 對于不同的整流電路，它們的數(shù)值如表1-1所示。,,Um,m,整流電壓的平均值計算,,(1-5),表1-1 不同整流電路的整流電壓值,* U2 是整流變壓器二次側額定相電壓的有效值。,整流與逆變狀態(tài),當 0 0 ，晶閘管裝置處于整流狀態(tài)，電功率從交流側輸送到直流側； 當 /2 < < max 時， Ud0 < 0 ，裝置處于有源逆變狀態(tài)，電功率反向傳送。 為避免逆變顛覆，應設置最大的移相角限制。相控整流器的電壓控制曲線如下圖,,,,,逆變顛覆限制,通過設置控制

13、電壓限幅值，來限制最大觸發(fā)角。,1.2.2 電流脈動及其波形的連續(xù)與斷續(xù),由于電流波形的脈動，可能出現(xiàn)電流連續(xù)和斷續(xù)兩種情況，這是V-M系統(tǒng)不同于G-M系統(tǒng)的又一個特點。當V-M系統(tǒng)主電路有足夠大的電感量，而且電動機的負載也足夠大時，整流電流便具有連續(xù)的脈動波形。當電感量較小或負載較輕時，在某一相導通后電流升高的階段里，電感中的儲能較少；等到電流下降而下一相尚未被觸發(fā)以前，電流已經(jīng)衰減到零，于是，便造成電流波形斷續(xù)的情況。,V-M系統(tǒng)主電路的輸出,,,,,,,,,,圖1-9 V-M系統(tǒng)的電流波形,1.2.3 抑制電流脈動的措施,在V-M系統(tǒng)中，脈動電流會產(chǎn)生脈動的轉矩，對生產(chǎn)機械不利，同時也增

14、加電機的發(fā)熱。為了避免或減輕這種影響，須采用抑制電流脈動的措施，主要是： 設置平波電抗器； 增加整流電路相數(shù)； 采用多重化技術。,（1）平波電抗器的設置與計算,單相橋式全控整流電路 三相半波整流電路 三相橋式整流電路,,,,（1-6）,（1-8）,（1-7）,,（2）多重化整流電路,如圖電路為由2個三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路，使用了平衡電抗器來平衡2組整流器的電流。,并聯(lián)多重聯(lián)結的12脈波整流電路,1.2.4 晶閘管-電動機系統(tǒng)的機械特性,當電流連續(xù)時，V-M系統(tǒng)的機械特性方程式為 式中 Ce = KeN 電機在額定磁通下的電動勢系數(shù)。 式（1-9）

15、等號右邊 Ud0 表達式的適用范圍如第1.2.1節(jié)中所述。,（1-9）,（1）電流連續(xù)情況,,圖1-10 電流連續(xù)時V-M系統(tǒng)的機械特性,上述分析說明：只要電流連續(xù)，V-M系統(tǒng)就可以看成是一個線性系統(tǒng)。,改變控制角，得一族平行直線，這和G-M系統(tǒng)的特性很相似，如圖1-10所示。 圖中電流較小的部分畫成虛線，表明這時電流波形可能斷續(xù)，公式（1-9）已經(jīng)不適用了。,當電流斷續(xù)時，由于非線性因素，機械特性方程要復雜得多。以三相半波整流電路構成的V-M系統(tǒng)為例，電流斷續(xù)時機械特性須用下列方程組表示,（2）電流斷續(xù)情況,式中 ； 一個電流脈波的導通角。,（3）電流斷續(xù)機械特性計算,當阻抗角 值已

16、知時，對于不同的控制角，可用數(shù)值解法求出一族電流斷續(xù)時的機械特性。 對于每一條特性，求解過程都計算到 = 2/3為止，因為 角再大時，電流便連續(xù)了。對應于 = 2/3 的曲線是電流斷續(xù)區(qū)與連續(xù)區(qū)的分界線。,圖1-11 完整的V-M系統(tǒng)機械特性,（4）V-M系統(tǒng)機械特性,,,（5）V-M系統(tǒng)機械特性的特點,圖1-11繪出了完整的V-M系統(tǒng)機械特性，分為電流連續(xù)區(qū)和電流斷續(xù)區(qū)。由圖可見： 當電流連續(xù)時，特性還比較硬； 斷續(xù)段特性則很軟，而且呈顯著的非線性，理想空載轉速翹得很高。,1.2.5 晶閘管觸發(fā)和整流裝置的放大系數(shù)和 傳遞函數(shù),在進行調速系統(tǒng)的分析和設計時，可以把晶閘管觸發(fā)和整流裝置

17、當作系統(tǒng)中的一個環(huán)節(jié)來看待。 應用線性控制理論進行直流調速系統(tǒng)分析或設計時，須事先求出這個環(huán)節(jié)的放大系數(shù)和傳遞函數(shù)。,,實際的觸發(fā)電路和整流電路都是非線性的，只能在一定的工作范圍內近似看成線性環(huán)節(jié)。 如有可能，最好先用實驗方法測出該環(huán)節(jié)的輸入-輸出特性，即曲線，圖1-13是采用鋸齒波觸發(fā)器移相時的特性。設計時，希望整個調速范圍的工作點都落在特性的近似線性范圍之中，并有一定的調節(jié)余量。,晶閘管觸發(fā)和整流裝置的放大系數(shù)的計算,晶閘管觸發(fā)和整流裝置的放大系數(shù)可由工作范圍內的特性率決定，計算方法是,圖1-13 晶閘管觸發(fā)與整流裝置的輸入-輸出特性和的測定,(1-12),如果不可能實測特性，只好根

18、據(jù)裝置的參數(shù)估算。 例如： 設觸發(fā)電路控制電壓的調節(jié)范圍為 Uc = 010V 相對應的整流電壓的變化范圍是 Ud = 0220V 可取 Ks = 220/10 = 22,晶閘管觸發(fā)和整流裝置的放大系數(shù)估算,晶閘管觸發(fā)和整流裝置的傳遞函數(shù),在動態(tài)過程中，可把晶閘管觸發(fā)與整流裝置看成是一個純滯后環(huán)節(jié)，其滯后效應是由晶閘管的失控時間引起的。眾所周知，晶閘管一旦導通后，控制電壓的變化在該器件關斷以前就不再起作用，直到下一相觸發(fā)脈沖來到時才能使輸出整流電壓發(fā)生變化，這就造成整流電壓滯后于控制電壓的狀況。,（1）晶閘管觸發(fā)與整流失控時間分析,,圖1-14 晶閘管觸發(fā)與整流裝置的

19、失控時間,顯然，失控制時間是隨機的，它的大小隨發(fā)生變化的時刻而改變，最大可能的失控時間就是兩個相鄰自然換相點之間的時間，與交流電源頻率和整流電路形式有關，由下式確定 (1-13),（2）最大失控時間計算,（3）Ts 值的選取,相對于整個系統(tǒng)的響應時間來說，Ts 是不大的，在一般情況下，可取其統(tǒng)計平均值 Ts = Tsmax /2，并認為是常數(shù)。也有人主張按最嚴重的情況考慮，取Ts = Tsmax 。表1-2列出了不同整流電路的失控時間。,表1-2 各種整流電路的失控時間（f =50Hz）,用單位階躍函數(shù)表示滯后，則晶閘管觸發(fā)與整流裝置的輸入-輸出關系為 按拉氏變換的位移定理，晶閘管裝置的傳遞函

20、數(shù)為 （1-14）,（4）傳遞函數(shù)的求取,,由于式（1-14）中包含指數(shù)函數(shù)，它使系統(tǒng)成為非最小相位系統(tǒng)，分析和設計都比較麻煩。為了簡化，先將該指數(shù)函數(shù)按臺勞級數(shù)展開，則式（1-14）變成 （1-15）,（5）近似傳遞函數(shù),考慮到 Ts 很小，可忽略高次項，則傳遞函數(shù)便近似成一階慣性環(huán)節(jié)。 （1-16）,（6）晶閘管觸發(fā)與整流裝置動態(tài)結構,1.3 直流脈寬調速系統(tǒng)的主要問題,自從全控型電力電子器件問世以后，就出現(xiàn)了采用脈沖寬度調制（PWM）的高頻開關控制方式形成的脈寬調制變換器-直流電動機調速系統(tǒng)，簡稱直流脈寬調速系統(tǒng)，即直流PWM調速系統(tǒng)。,本節(jié)提要,（1）PWM變換器的工作狀態(tài)和波形；

21、（2）直流PWM調速系統(tǒng)的機械特性； （3）PWM控制與變換器的數(shù)學模型； （4）電能回饋與泵升電壓的限制。,1.3.1 PWM變換器的工作狀態(tài)和電壓、 電流波形,PWM變換器的作用是：用PWM調制的方法，把恒定的直流電源電壓調制成頻率一定、寬度可變的脈沖電壓系列，從而可以改變平均輸出電壓的大小，以調節(jié)電機轉速。 PWM變換器電路有多種形式，主要分為不可逆與可逆兩大類，下面分別闡述其工作原理。,1. 不可逆PWM變換器,（1）簡單的不可逆PWM變換器 簡單的不可逆PWM變換器-直流電動機系統(tǒng)主電路原理圖如圖1-16所示，功率開關器件可以是任意一種全控型開關器件，這樣的電路又稱直流降

22、壓斬波器。, 主電路結構,,,,2,,,1,圖中：Us為直流電源電壓，C為濾波電容器，VT為功率開關器件，VD為續(xù)流二極管，M 為直流電動機，VT 的柵極由脈寬可調的脈沖電壓系列Ug驅動。,,工作狀態(tài)與波形,在一個開關周期內， 當0 t < ton時，Ug為正，VT導通，電源電壓通過VT加到電動機電樞兩端； 當ton t < T 時， Ug為負，VT關斷，電樞失去電源，經(jīng)VD續(xù)流。,O,電機兩端得到的平均電壓為 (1-17) 式中 = ton / T 為 PWM 波形的占空比，,輸出電壓方程,改變 （ 0 < 1 ）即可調節(jié)電機的轉速，若令 = Ud / Us為PWM電壓系數(shù)，則在不可逆

23、PWM 變換器 = (1-18),（2）有制動的不可逆PWM變換器電路,在簡單的不可逆電路中電流不能反向，因而沒有制動能力，只能作單象限運行。需要制動時，必須為反向電流提供通路，如圖1-17a所示的雙管交替開關電路。當VT1 導通時，流過正向電流 + id ，VT2 導通時，流過 id 。應注意，這個電路還是不可逆的，只能工作在第一、二象限， 因為平均電壓 Ud 并沒有改變極性。,,圖1-17a 有制動電流通路的不可逆PWM變換器,,主電路結構,,,M,,+,-,,,,,,,,,,,VD2,,,,,,,,Ug2,Ug1,VT2,VT1,VD1,,,,,,,,,,,E,,,,

24、,,,,,,,,4,1,2,3,C,Us,+,,,,,,,,,,,,,,,,,VT2,Ug2,,VT1,,,Ug1,,,,,,,,,工作狀態(tài)與波形,一般電動狀態(tài) 在一般電動狀態(tài)中， id始終為正值（其正方向示于圖1-17a中）。設ton為VT1的導通時間，則一個工作周期有兩個工作階段： 在0 t ton期間， Ug1為正，VT1導通， Ug2為負，VT2關斷。此時，電源電壓Us加到電樞兩端，電流 id 沿圖中的回路1流通。,一般電動狀態(tài)（續(xù)）,在 ton t T 期間， Ug1和Ug2都改變極性，VT1關斷，但VT2卻不能立即導通，因為id沿回路2經(jīng)二極管VD2續(xù)流，在VD2兩端產(chǎn)生的壓降

25、給VT2施加反壓，使它失去導通的可能。 因此，實際上是由VT1和VD2交替導通，雖然電路中多了一個功率開關器件，但并沒有被用上。,,輸出波形： 一般電動狀態(tài)的電壓、電流波形與簡單的不可逆電路波形（圖1-16b）完全一樣。,b）一般電動狀態(tài)的電壓、電流波形,工作狀態(tài)與波形（續(xù)）,制動狀態(tài) 在制動狀態(tài)中， id為負值，VT2就發(fā)揮作用了。這種情況發(fā)生在電動運行過程中需要降速的時候。這時，先減小控制電壓，使 Ug1 的正脈沖變窄，負脈沖變寬，從而使平均電樞電壓Ud降低。但是，由于機電慣性，轉速和反電動勢E還來不及變化，因而造成 E Ud 的局面，很快使電流id反向，VD2截止， VT2開始導

26、通。,,制動狀態(tài)的一個周期分為兩個工作階段： 在 0 t ton 期間，VT2 關斷，id 沿回路 4 經(jīng) VD1 續(xù)流，向電源回饋制動，與此同時， VD1 兩端壓降鉗住 VT1 使它不能導通。 在 ton t T期間， Ug2 變正，于是VT2導通，反向電流 id 沿回路 3 流通，產(chǎn)生能耗制動作用。 因此，在制動狀態(tài)中， VT2和VD1輪流導通，而VT1始終是關斷的，此時的電壓和電流波形示于圖1-17c。,輸出波形,c）制動狀態(tài)的電壓電流波形,工作狀態(tài)與波形（續(xù)）,輕載電動狀態(tài) 有一種特殊情況，即輕載電動狀態(tài)，這時平均電流較小，以致在關斷后經(jīng)續(xù)流時，還沒有到達周期 T ，電流已經(jīng)衰

27、減到零， VT2便提前導通了，使電流方向變動，產(chǎn)生局部時間的制動作用。,,輕載電動狀態(tài)，一個周期分成四個階段： 第1階段，VD1續(xù)流，電流 id 沿回路4流通； 第2階段，VT1導通，電流 id 沿回路1流通； 第3階段，VD2續(xù)流，電流 id 沿回路2流通； 第4階段，VT2導通，電流 id 沿回路3流通。,,在1、4階段，電動機流過負方向電流，電機工作在制動狀態(tài)； 在2、3階段，電動機流過正方向電流，電機工作在電動狀態(tài)。 因此，在輕載時，電流可在正負方向之間脈動，平均電流等于負載電流，其輸出波形見圖1-17d。,輸出波形,,d）輕載電動狀態(tài)的電流波形,U, i,,,,,,Ud,E,i

28、d,Us,t,ton,T,0,,,4,1,2,3,,,,,O,小 結,表1-3 二象限不可逆PWM變換器的不同工作狀態(tài),2. 橋式可逆PWM變換器,可逆PWM變換器主電路有多種形式，最常用的是橋式（亦稱H形）電路，如圖1-20所示。 這時，電動機M兩端電壓的極性隨開關器件柵極驅動電壓極性的變化而改變，其控制方式有雙極式、單極式、受限單極式等多種，這里只著重分析最常用的雙極式控制的可逆PWM變換器。,,+Us,Ug4,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,Ug3,VD1,VD2,VD3,VD4,,,,,,,,Ug1,Ug2,VT1,VT2,VT4,VT3,1,3,2,A,B,,,

29、4,,,,,,,,VT1,Ug1,,VT2,,Ug2,,,,VT3,Ug3,VT4,Ug4,,,,,,,,,,,,,,,,圖1-18 橋式可逆PWM變換器,H形主電路結構,,,,,雙極式控制方式,（1）正向運行： 第1階段，在 0 t ton 期間， Ug1 、 Ug4為正， VT1 、 VT4導通， Ug2 、 Ug3為負，VT2 、 VT3截止，電流 id 沿回路1流通，電動機M兩端電壓UAB = +Us ； 第2階段，在ton t T期間， Ug1 、 Ug4為負， VT1 、 VT4截止， VD2 、 VD3續(xù)流， 并鉗位使VT2 、 VT3保持截止，電流 id 沿回路2流通，電動機M

30、兩端電壓UAB = Us ；,雙極式控制方式（續(xù)）,（2）反向運行： 第1階段，在 0 t ton 期間， Ug2 、 Ug3為負，VT2 、 VT3截止， VD1 、 VD4 續(xù)流，并鉗位使 VT1 、 VT4截止，電流 id 沿回路4流通，電動機M兩端電壓UAB = +Us ； 第2階段，在ton t T 期間， Ug2 、 Ug3 為正， VT2 、 VT3導通， Ug1 、 Ug4為負，使VT1 、 VT4保持截止，電流 id 沿回路3流通，電動機M兩端電壓UAB = Us ；,輸出波形,輸出平均電壓,雙極式控制可逆PWM變換器的輸出平均電壓為 （1-19） 如果占空比和電壓系數(shù)

31、的定義與不可逆變換器中相同，則在雙極式控制的可逆變換器中 = 2 1 （1-20） 注意：這里 的計算公式與不可逆變換器中的公式就不一樣了。,,調速范圍,調速時， 的可調范圍為01， 10.5時， 為正，電機正轉； 當 <0.5時， 為負，電機反轉； 當 = 0.5時， = 0 ，電機停止。,注 意：,當電機停止時電樞電壓并不等于零，而是正負脈寬相等的交變脈沖電壓，因而電流也是交變的。這個交變電流的平均值為零，不產(chǎn)生平均轉矩，徒然增大電機的損耗，這是雙極式控制的缺點。但它也有好處，在電機停止時仍有高頻微振電流，從而消除了正、反向時的靜摩擦死區(qū)，起著所謂“動力潤滑”的作用。

32、,性能評價,雙極式控制的橋式可逆PWM變換器有下列優(yōu)點： （1）電流一定連續(xù)； （2）可使電機在四象限運行； （3）電機停止時有微振電流，能消除靜摩擦死區(qū)； （4）低速平穩(wěn)性好，系統(tǒng)的調速范圍可達1:20000左右； （5）低速時，每個開關器件的驅動脈沖仍較寬，有利于保證器件的可靠導通。,性能評價（續(xù)）,雙極式控制方式的不足之處是： 在工作過程中，4個開關器件可能都處于開關狀態(tài)，開關損耗大，而且在切換時可能發(fā)生上、下橋臂直通的事故，為了防止直通，在上、下橋臂的驅動脈沖之間，應設置邏輯延時。,1.3.2 直流脈寬調速系統(tǒng)的機械特性,由于采用脈寬調制，嚴格地說，即使在穩(wěn)態(tài)情況下，脈寬調速系

33、統(tǒng)的轉矩和轉速也都是脈動的，所謂穩(wěn)態(tài)，是指電機的平均電磁轉矩與負載轉矩相平衡的狀態(tài)，機械特性是平均轉速與平均轉矩（電流）的關系。,,采用不同形式的PWM變換器，系統(tǒng)的機械特性也不一樣。對于帶制動電流通路的不可逆電路和雙極式控制的可逆電路，電流的方向是可逆的，無論是重載還是輕載，電流波形都是連續(xù)的，因而機械特性關系式比較簡單，現(xiàn)在就分析這種情況。,對于帶制動電流通路的不可逆電路，電壓平衡方程式分兩個階段,,,,式中 R、L 電樞電路的電阻和電感。,帶制動的不可逆電路電壓方程,（0 t < ton） （1-21）,（ton t < T） （1-22）,對于雙極式控制的可逆電路，只在第二個方程中電源

34、電壓由 0 改為 Us ，其他均不變。于是，電壓方程為,,,( 0 t < ton ) (1-23),雙極式可逆電路電壓方程,(ton t < T ) (1-24),機械特性方程,按電壓方程求一個周期內的平均值，即可導出機械特性方程式。無論是上述哪一種情況，電樞兩端在一個周期內的平均電壓都是 Ud = Us，只是 與占空比 的關系不同，分別為式（1-18）和式（1-20）。,平均電流和轉矩分別用 Id 和 Te 表示，平均轉速 n = E/Ce，而電樞電感壓降的平均值 Ldid / dt 在穩(wěn)態(tài)時應為零。 于是，無論是上述哪一組電壓方程，其平均值方程都可寫成,,(1-25,(1-26

35、) 或用轉矩表示， (1-27) 式中 Cm = KmN 電機在額定磁通下的轉矩系數(shù)； n0 = Us / Ce 理想空載轉速，與電壓系數(shù)成正比。,機械特性方程,PWM調速系統(tǒng)機械特性,圖1-20 脈寬調速系統(tǒng)的機械特性曲線（電流連續(xù)），n0sUs /Ce,說 明,圖中所示的機械曲線是電流連續(xù)時脈寬調速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。 圖中僅繪出了第一、二象限的機械特性，它適用于帶制動作用的不可逆電路，雙極式控制可逆電路的機械特性與此相仿，只是更擴展到第三、四象限了。 對于電機在同一方向旋轉時電流不能反向的電路，輕載時會出現(xiàn)電流斷續(xù)現(xiàn)象，把平均電壓抬高，在理想空載時，Id = 0 ，理想空載轉速會翹到

36、n0sUs / Ce 。,,目前，在中、小容量的脈寬調速系統(tǒng)中，由于IGBT已經(jīng)得到普遍的應用，其開關頻率一般在10kHz左右，這時，最大電流脈動量在額定電流的5%以下，轉速脈動量不到額定空載轉速的萬分之一，可以忽略不計。,1.3.3 PWM控制與變換器的數(shù)學模型,圖1-21繪出了PWM控制器和變換器的框圖，其驅動電壓都由 PWM 控制器發(fā)出，PWM控制與變換器的動態(tài)數(shù)學模型和晶閘管觸發(fā)與整流裝置基本一致。,圖1-21 PWM控制與變換器框圖,,按照上述對PWM變換器工作原理和波形的分析，不難看出，當控制電壓改變時，PWM變換器輸出平均電壓按線性規(guī)律變化，但其響應會有延遲，最大的時延是一個開關

37、周期 T 。,,因此PWM控制與變換器（簡稱PWM裝置）也可以看成是一個滯后環(huán)節(jié)，其傳遞函數(shù)可以寫成 （1-28）,其中 Ks PWM裝置的放大系數(shù)； Ts PWM裝置的延遲時間， Ts T0 。,當開關頻率為10kHz時，T = 0.1ms ，在一般的電力拖動自動控制系統(tǒng)中，時間常數(shù)這么小的滯后環(huán)節(jié)可以近似看成是一個一階慣性環(huán)節(jié)，因此, （1-29）,,與晶閘管裝置傳遞函數(shù)完全一致。,1.3.4 電能回饋與泵升電壓的限制,PWM變換器的直流電源通常由交流電網(wǎng)經(jīng)不可控的二極管整流器產(chǎn)生，并采用大電容C濾波，以獲得恒定的直流電壓，電容C同時對感性負載的無功功率起儲能緩沖作用。,泵升電壓產(chǎn)生

38、的原因,對于PWM變換器中的濾波電容，其作用除濾波外，還有當電機制動時吸收運行系統(tǒng)動能的作用。由于直流電源靠二極管整流器供電，不可能回饋電能，電機制動時只好對濾波電容充電，這將使電容兩端電壓升高，稱作“泵升電壓”。,電力電子器件的耐壓限制著最高泵升電壓，因此電容量就不可能很小，一般幾千瓦的調速系統(tǒng)所需的電容量達到數(shù)千微法。 在大容量或負載有較大慣量的系統(tǒng)中，不可能只靠電容器來限制泵升電壓，這時，可以采用下圖中的鎮(zhèn)流電阻 Rb 來消耗掉部分動能。分流電路靠開關器件 VTb 在泵升電壓達到允許數(shù)值時接通。,泵升電壓限制,泵升電壓限制電路,恒定直流電源,濾波電路,PWM變換電路,泵升電壓限制電路

39、,VT2、VT3導通，時間短,VD1、VD4續(xù)流，時間長，電容充電,電容容量有限，大容量或大慣性系統(tǒng)中，泵升電壓對電力電子器件產(chǎn)生威脅 VTb、Rb的作用,,正向制動時：,泵升電壓限制（續(xù)）,對于更大容量的系統(tǒng)，為了提高效率，可以在二極管整流器輸出端并接逆變器，把多余的能量逆變后回饋電網(wǎng)。當然，這樣一來，系統(tǒng)就更復雜了。,PWM系統(tǒng)的優(yōu)越性,主電路線路簡單，需用的功率器件少； 開關頻率高，電流容易連續(xù)，諧波少，電機損耗及發(fā)熱都較??； 低速性能好，穩(wěn)速精度高，調速范圍寬； 系統(tǒng)頻帶寬，動態(tài)響應快，動態(tài)抗擾能力強； 功率開關器件工作在開關狀態(tài)，導通損耗小，當開關頻率適當時，開關損耗也不大，因

40、而裝置效率較高； 直流電源采用不控整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)比相控整流器高。,本節(jié)提要,轉速控制的要求和調速指標 開環(huán)調速系統(tǒng)及其存在的問題 閉環(huán)調速系統(tǒng)的組成及其靜特性 開環(huán)系統(tǒng)特性和閉環(huán)系統(tǒng)特性的關系 反饋控制規(guī)律 限流保護電流截止負反饋,1.4 反饋控制閉環(huán)直流調速系統(tǒng)的 穩(wěn)態(tài)分析和設計,1.4.1 轉速控制的要求和調速指標,任何一臺需要控制轉速的設備，其生產(chǎn)工藝對調速性能都有一定的要求。 歸納起來，對于調速系統(tǒng)的轉速控制要求有以下三個方面：,1. 控制要求,（1）調速在一定的最高轉速和最低轉速范圍內，分擋地（有級）或 平滑地（無級）調節(jié)轉速； （2）穩(wěn)速以一定的精度在所需轉速上穩(wěn)定運行

41、，在各種干擾下不允許有過大的轉速波動，以確保產(chǎn)品質量； （3）加、減速頻繁起、制動的設備要求加、減速盡量快，以提高生產(chǎn)率；不宜經(jīng)受劇烈速度變化的機械則要求起，制動盡量平穩(wěn)。,2. 調速指標,調速范圍： 生產(chǎn)機械要求電動機提供的最高轉速和最低轉速之比叫做調速范圍，用字母 D 表示，即 （1-31）,,其中nmin 和nmax 一般都指電機額定負載時的轉速，對于少數(shù)負載很輕的機械，例如精密磨床，也可用實際負載時的轉速。,,靜差率：當系統(tǒng)在某一轉速下運行時，負載由理想空載增加到額定值時所對應的轉速降落 nN ，與理想空載轉速 n0 之比，稱作靜差率 s ，即,,,或用百分數(shù)表示,,（1-32）,（

42、1-33）,式中 nN = n0 - n,圖1-23 不同轉速下的靜差率,3. 靜差率與機械特性硬度的區(qū)別,然而靜差率和機械特性硬度又是有區(qū)別的。一般調壓調速系統(tǒng)在不同轉速下的機械特性是互相平行的 。對于同樣硬度的特性，理想空載轉速越低時，靜差率越大，轉速的相對穩(wěn)定度也就越差。,例如：在n0=1000r/min時降落10r/min，只占1%；在n0=100r/min時同樣降落10r/min，就占10%； 如果在只有n0=10r/min時，再降落10r/min，就占100%，這時電動機已經(jīng)停止轉動，轉速全部降落完了。 因此，調速范圍和靜差率這兩項指標并不是彼此孤立的，必須同時提才有意義

43、。調速系統(tǒng)的靜差率指標應以最低速時所能達到的數(shù)值為準。,靜差率與機械特性硬度的區(qū)別（續(xù)）,4. 調速范圍、靜差率和額定速降之間的關系,設：電機額定轉速nN為最高轉速，轉速降落為nN，則按照上面分析的結果，該系統(tǒng)的靜差率要求應該是最低速時的靜差率，即,,,,于是，最低轉速為,,,而調速范圍為,,將上面的式代入 nmin，得,,（1-34）,式（1-34）表示調壓調速系統(tǒng)的調速范圍、靜差率和額定速降之間所應滿足的關系。對于同一個調速系統(tǒng)， nN 值一定，由式（1-34）可見，如果對靜差率要求越嚴，即要求 s 值越小時，系統(tǒng)能夠允許的調速范圍也越小。,,結論1： 一個調速系統(tǒng)的調速范圍，是指在最

44、低速時還能滿足所需靜差率的轉速可調范圍。,,例題1-1 某直流調速系統(tǒng)電動機額定轉速為1430r/min，額定速降 nN = 115r/min，當要求靜差率30%時，允許多大的調速范圍？如果要求靜差率20%，則調速范圍是多少？如果希望調速范圍達到10，所能滿足的靜差率是多少？,解 要求30%時，調速范圍為 若要求20%，則調速范圍只有 若調速范圍達到10，則靜差率只能是,,,1.4.2 開環(huán)調速系統(tǒng)及其存在的問題,若可逆直流脈寬調速系統(tǒng)是開環(huán)調速系統(tǒng)，調節(jié)控制電壓就可以改變電動機的轉速。如果負載的生產(chǎn)工藝對運行時的靜差率要求不高，這樣的開環(huán)調速系統(tǒng)都能實現(xiàn)一定范圍內的無級調速，可以找到一些用

45、途。 但是，許多需要調速的生產(chǎn)機械常常對靜差率有一定的要求。在這些情況下，開環(huán)調速系統(tǒng)往往不能滿足要求。,,例題1-2 某龍門刨床工作臺拖動采用直流電動機，其額定數(shù)據(jù)如下：60kW、220V、305A、1000r/min，采用V-M系統(tǒng)，主電路總電阻R=0.18，電動機電動勢系數(shù)Ce=0.2min/r。如果要求調速范圍 D = 20，靜差率S5%，采用開環(huán)調速能否滿足？若要滿足這個要求，系統(tǒng)的額定速降最多能有多少？,解 當電流連續(xù)時，V-M系統(tǒng)的額定速降為 開環(huán)系統(tǒng)機械特性連續(xù)段在額定轉速時的靜差率為 這已大大超過了5%的要求，更不必談調到最低速了。,,,如果要求D = 20，s 5%

46、，則由式（1-29）可知 由上例可以看出，開環(huán)調速系統(tǒng)的額定速降是275 r/min，而生產(chǎn)工藝的要求卻只有2.63r/min，相差幾乎百倍！ 由此可見，開環(huán)調速已不能滿足要求，需采用反饋控制的閉環(huán)調速系統(tǒng)來解決這個問題。,1.4.3 閉環(huán)調速系統(tǒng)的組成及其靜特性,根據(jù)自動控制原理，反饋控制的閉環(huán)系統(tǒng)是按被調量的偏差進行控制的系統(tǒng)，只要被調量出現(xiàn)偏差，它就會自動產(chǎn)生糾正偏差的作用。 調速系統(tǒng)的轉速降落正是由負載引起的轉速偏差，顯然，引入轉速閉環(huán)將使調速系統(tǒng)應該能夠大大減少轉速降落。,系統(tǒng)組成,,調節(jié)原理,在反饋控制的閉環(huán)直流調速系統(tǒng)中，與電動機同軸安裝一臺測速發(fā)電機 TG ，從而引出

47、與被調量轉速成正比的負反饋電壓Un ，與給定電壓 U*n 相比較后，得到轉速偏差電壓 Un ，經(jīng)過放大器 A，產(chǎn)生電力電子變換器UPE的控制電壓Uc ，用以控制電動機轉速 n。,UPE的組成,圖中，UPE是由電力電子器件組成的變換器，其輸入接三相（或單相）交流電源，輸出為可控的直流電壓，控制電壓為Uc 。,UPE的組成（續(xù)）,目前，組成UPE的電力電子器件有如下幾種選擇方案： 對于中、小容量系統(tǒng)，多采用由IGBT或P-MOSFET組成的PWM變換器； 對于較大容量的系統(tǒng)，可采用其他電力電子開關器件，如GTO、IGCT等； 對于特大容量的系統(tǒng)，則常用晶閘管觸發(fā)與整流裝置。,穩(wěn)態(tài)分析條件,下面分析

48、閉環(huán)調速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)特性，以確定它如何能夠減少轉速降落。為了突出主要矛盾，先作如下的假定： （1）忽略各種非線性因素，假定系統(tǒng)中各環(huán)節(jié)的輸入輸出關系都是線性的，或者只取其線性工作段； （2）忽略控制電源和電位器的內阻。,轉速負反饋直流調速系統(tǒng)中各環(huán)節(jié)的穩(wěn)態(tài)關系如下：,,電壓比較環(huán)節(jié),,放大器,,電力電子變換器,,調速系統(tǒng)開環(huán)機械特性,,測速反饋環(huán)節(jié),穩(wěn)態(tài)關系,穩(wěn)態(tài)關系（續(xù)）,以上各關系式中 放大器的電壓放大系數(shù)； 電力電子變換器的電壓放大系數(shù)； 轉速反饋系數(shù)，（Vmin/r）； UPE的理想空載輸出電壓； 電樞回路總電阻。,Kp,Ks,R,,Ud0,從上述五個關系式

49、中消去中間變量，整理后，即得轉速負反饋閉環(huán)直流調速系統(tǒng)的靜特性方程式 （1-35）,,,靜特性方程,靜特性方程（續(xù)）,式中 閉環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)放大系數(shù)K為 它相當于在測速反饋電位器輸出端把反饋回路斷開后，從放大器輸入起直到測速反饋輸出為止總的電壓放大系數(shù)，是各環(huán)節(jié)單獨的放大系數(shù)的乘積。 電動機環(huán)節(jié)放大系數(shù)為,,注意： 閉環(huán)調速系統(tǒng)的靜特性表示閉環(huán)系統(tǒng)電動機轉速與負載電流（或轉矩）間的穩(wěn)態(tài)關系，它在形式上與開環(huán)機械特性相似，但本質上卻有很大不同，故定名為“靜特性”，以示區(qū)別。,閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)結構框圖,圖1-25 轉速負反饋閉環(huán)直流調速系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)結構圖,,圖中各方塊內的符號代表該環(huán)節(jié)的放大系數(shù)。

50、運用結構圖運算法同樣可以推出式（1-35）所表示的靜特性方程式，方法如下：將給定量和擾動量看成兩個獨立的輸入量，先按它們分別作用下的系統(tǒng)求出各自的輸出與輸入關系式，,b）只考慮給定作用時的閉環(huán)系統(tǒng),c）只考慮擾動作用時的閉環(huán)系統(tǒng),,,由于已認為系統(tǒng)是線性的，可以把二者疊加起來，即得系統(tǒng)的靜特性方程式 （1-35）,,1.4.4 開環(huán)系統(tǒng)機械特性和閉環(huán)系統(tǒng)靜特性 的關系,比較一下開環(huán)系統(tǒng)的機械特性和閉環(huán)系統(tǒng)的靜特性，就能清楚地看出反饋閉環(huán)控制的優(yōu)越性。如果斷開反饋回路，則上述系統(tǒng)的開環(huán)機械特性為,,(1-36),而閉環(huán)時的靜特性可寫成,(1-37),比較式（1-36）和式（1-37）不難得出

51、以下的論斷：,,,,（1）閉環(huán)系統(tǒng)靜性可以比開環(huán)系統(tǒng)機械特性硬得多。 在同樣的負載擾動下，兩者的轉速降落分別為 和 它們的關系是,(1-38),,,系統(tǒng)特性比較,系統(tǒng)特性比較（續(xù)）,（2）如果比較同一理想空載轉速下的開環(huán)和閉環(huán)系統(tǒng)，則閉環(huán)系統(tǒng)的靜差率要小得多。 閉環(huán)系統(tǒng)和開環(huán)系統(tǒng)的靜差率分別為 和 當 n0op =n0cl 時， （1-39）,（3）當要求的靜差率一定時，閉環(huán)系統(tǒng)可以大大提高調速范圍。 如果電動機的最高轉速都是nmax；而對最低速靜差率的要求相同，那么： 開環(huán)時， 閉環(huán)時， 再考慮式（1-38

52、），得,(1-40),,系統(tǒng)特性比較（續(xù)）,系統(tǒng)特性比較（續(xù)）,（4）要取得上述三項優(yōu)勢，閉環(huán)系統(tǒng)必須設置放大器。 上述三項優(yōu)點若要有效，都取決于一點，即 K 要足夠大，因此必須設置放大器。,,把以上四點概括起來，可得下述結論： 結論2： 閉環(huán)調速系統(tǒng)可以獲得比開環(huán)調速系統(tǒng)硬得多的穩(wěn)態(tài)特性，從而在保證一定靜差率的要求下，能夠提高調速范圍，為此所需付出的代價是，須增設電壓放大器以及檢測與反饋裝置。,,例題1-3 在例題1-2中，龍門刨床要求 D = 20， s < 5%， 已知 Ks = 30， = 0.015Vmin/r， Ce = 0.2Vmin/r， 如何

53、采用閉環(huán)系統(tǒng)滿足此要求？,解 在上例中已經(jīng)求得 nop = 275 r/min， 但為了滿足調速要求，須有 ncl = 2.63 r/min， 由式（1-38）可得,,,,,代入已知參數(shù)，則得 即只要放大器的放大系數(shù)等于或大于46，閉環(huán)系統(tǒng)就能滿足所需的穩(wěn)態(tài)性能指標。,,系統(tǒng)調節(jié)過程,例如：在圖1-26中工作點從A B,Id n,例如：在圖1-26中 工作點從A A,閉環(huán)系統(tǒng),Id n Un Un n Ud0 Uc,開環(huán)系統(tǒng),,由此看來，閉環(huán)系統(tǒng)能夠減少穩(wěn)態(tài)速降的實質在于它的自動調節(jié)作用，在于它能隨著負載的變化而相應地改變電樞電壓，以補償電樞回

54、路電阻壓降。,1.4.5 反饋控制規(guī)律,轉速反饋閉環(huán)調速系統(tǒng)是一種基本的反饋控制系統(tǒng)，它具有以下三個基本特征，也就是反饋控制的基本規(guī)律，各種不另加其他調節(jié)器的基本反饋控制系統(tǒng)都服從于這些規(guī)律。,1. 被調量有靜差,從靜特性分析中可以看出，由于采用了比例放大器，閉環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)放大系數(shù)K值越大，系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能越好。然而，Kp =常數(shù)，穩(wěn)態(tài)速差就只能減小，卻不可能消除。因為閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)速降為 只有 K = ，才能使 ncl = 0，而這是不可能的。因此，這樣的調速系統(tǒng)叫做有靜差調速系統(tǒng)。實際上，這種系統(tǒng)正是依靠被調量的偏差進行控制的。,,2. 抵抗擾動, 服從給定,反饋控制系統(tǒng)具有良好的抗擾

55、性能，它能有效地抑制一切被負反饋環(huán)所包圍的前向通道上的擾動作用，但對給定作用的變化則唯命是從。 擾動除給定信號外，作用在控制系統(tǒng)各環(huán)節(jié)上的一切會引起輸出量變化的因素都叫做“擾動作用”。,調速系統(tǒng)的擾動源,負載變化的擾動（使Id變化）； 交流電源電壓波動的擾動（使Ks變化）； 電動機勵磁的變化的擾動（造成Ce 變化 ）； 放大器輸出電壓漂移的擾動（使Kp變化）； 溫升引起主電路電阻增大的擾動（使R變化）； 檢測誤差的擾動（使變化） 。 在圖1-27中，各種擾動作用都在穩(wěn)態(tài)結構框圖上表示出來了，所有這些因素最終都要影響到轉速。,,擾動作用與影響,圖1-27 閉環(huán)調速系統(tǒng)的給定作用和擾動作用,

56、抗擾能力,反饋控制系統(tǒng)對被反饋環(huán)包圍的前向通道上的擾動都有抑制功能。 例如：U Ud0 n Un Un n Ud0 Uc,抗擾能力（續(xù)）,但是，如果在反饋通道上的測速反饋系數(shù)受到某種影響而發(fā)生變化，它非但不能得到反饋控制系統(tǒng)的抑制，反而會增大被調量的誤差。 例如： Un Un Uc Ud0 n 因此，反饋控制系統(tǒng)所能抑制的只是被反饋環(huán)包圍的前向通道上的擾動。,給定作用,與眾不同的是在反饋環(huán)外的給定作用，如圖1-27中的轉速給定信號，它的些微變化都會使被調量隨之變化，絲毫不受反饋作用的抑制。,3.

57、 系統(tǒng)的精度依賴于給定和反饋檢測精度,給定精度由于給定決定系統(tǒng)輸出，輸出精度自然取決于給定精度。 如果產(chǎn)生給定電壓的電源發(fā)生波動，反饋控制系統(tǒng)無法鑒別是對給定電壓的正常調節(jié)還是不應有的電壓波動。因此，高精度的調速系統(tǒng)必須有更高精度的給定穩(wěn)壓電源。 檢測精度反饋檢測裝置的誤差也是反饋控制系統(tǒng)無法克服的，因此檢測精度決定了系統(tǒng)輸出精度。,結論3：,反饋控制系統(tǒng)的規(guī)律是：一方面能夠有效地抑制一切被包在負反饋環(huán)內前向通道上的擾動作用；另一方面，則緊緊地跟隨著給定作用，對給定信號的任何變化都是唯命是從的。,1.4.6系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)參數(shù)計算,例題1-4 用線性集成電路運算放大器作為電壓放大器的轉速負反饋

58、閉環(huán)直流調速系統(tǒng)如圖1-28所示，主電路是晶閘管可控整流器供電的V-M系統(tǒng)。已知數(shù)據(jù)如下： 電動機：額定數(shù)據(jù)為10kW，220V，55A，1000r/min，電樞電阻 Ra = 0.5； 晶閘管觸發(fā)整流裝置：三相橋式可控整流電路，整流變壓器Y/Y聯(lián)結，二次線電壓 U2l = 230V，電壓放大系數(shù) Ks = 44；,,V-M系統(tǒng)電樞回路總電阻：R = 1.0； 測速發(fā)電機：永磁式，額定數(shù)據(jù)為23.1W，110V，0.21A，1900r/min； 直流穩(wěn)壓電源：15V。 若生產(chǎn)機械要求調速范圍D=10，靜差率5%，試計算調速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)參數(shù)（暫不考慮電動機的起動問題）。,,解 （1）為滿足

59、調速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能指標，額定負載時的穩(wěn)態(tài)速降應為,,= 5.26r/min,（2）求閉環(huán)系統(tǒng)應有的開環(huán)放大系數(shù),,,Vmin/r,= 0.1925Vmin/r,先計算電動機的電動勢系數(shù)：,,則開環(huán)系統(tǒng)額定速降為,,,r/min = 285.7r/min,閉環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)放大系數(shù)應為,,（3）計算轉速反饋環(huán)節(jié)的反饋系數(shù)和參數(shù) 轉速反饋系數(shù)包含測速發(fā)電機的電動勢系數(shù)Cetg和其輸出電位器的分壓系數(shù) 2，即 = 2 Cetg 根據(jù)測速發(fā)電機的額定數(shù)據(jù)， = 0.0579Vmin/r,,,,先試取 2 =0.2，再檢驗是否合適。 現(xiàn)假定測速發(fā)電機與主電動機直接聯(lián)

60、接，則在電動機最高轉速1000r/min時，轉速反饋電壓為 V=11.58V 穩(wěn)態(tài)時Un很小， U*n只要略大于 Un 即可，現(xiàn)有直流穩(wěn)壓電源為15V，完全能夠滿足給定電壓的需要。因此，取=0.2是正確的。,,,于是，轉速反饋系數(shù)的計算結果是 Vmin/r = 0.01158Vmin/r 電位器的選擇方法如下：為了使測速發(fā)電機的電樞壓降對轉速檢測信號的線性度沒有顯著影響，取測速發(fā)電機輸出最高電壓時，其電流約為額定值的20%，則 =1379,,,,此時所消耗的功率為 為了使電位器溫度

61、不致很高，實選瓦數(shù)應為所消耗功率的一倍以上，故可為選用10W，1.5k的可調電位器。,,,,（4）計算運算放大器的放大系數(shù)和參數(shù) 根據(jù)調速指標要求，前已求出，閉環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)放大系數(shù)應為 K 53.3，則運算放大器的放大系數(shù) Kp 應為,,實取=21。,,圖1-28中運算放大器的參數(shù)計算如下： 根據(jù)所用運算放大器的型號， 取 R0 = 40k， 則,,1.4.7 限流保護電流截止負反饋, 問題的提出： 起動的沖擊電流直流電動機全電壓起動時，如果沒有限流措施，會產(chǎn)生很大的沖擊電流，這不僅對電機換向不利，對過載能力低的電力電子器件來說，更是不能允許的。 閉環(huán)調速系統(tǒng)突加給定起動的沖擊電流采用轉速

62、負反饋的閉環(huán)調速系統(tǒng)突然加上給定電壓時，由于慣性，轉速不可能立即建立起來，反饋電壓仍為零，相當于偏差電壓差不多是其穩(wěn)態(tài)工作值的 1+K 倍。（在132頁面）,問題的提出（續(xù)）,這時，由于放大器和變換器的慣性都很小，電樞電壓一下子就達到它的最高值，對電動機來說，相當于全壓起動，當然是不允許的。 堵轉電流有些生產(chǎn)機械的電動機可能會遇到堵轉的情況。例如，由于故障，機械軸被卡住，或挖土機運行時碰到堅硬的石塊等等。由于閉環(huán)系統(tǒng)的靜特性很硬，若無限流環(huán)節(jié)，硬干下去，電流將遠遠超過允許值。如果只依靠過流繼電器或熔斷器保護，一過載就跳閘，也會給正常工作帶來不便。,, 解決辦法： 電樞串電阻起動； 引入電流截止

63、負反饋； 加積分給定環(huán)節(jié)。 本節(jié)主要討論如何采用電流截止負反饋來限制起動電流。,電流負反饋作用機理,為了解決反饋閉環(huán)調速系統(tǒng)的起動和堵轉時電流過大的問題，系統(tǒng)中必須有自動限制電樞電流的環(huán)節(jié)。 根據(jù)反饋控制原理，要維持哪一個物理量基本不變，就應該引入那個物理量的負反饋。那么，引入電流負反饋，應該能夠保持電流基本不變，使它不超過允許值。,電流負反饋引入方法,僅采用電流負反饋，不要轉速負反饋 這種系統(tǒng)的靜特性如圖中B 線，特性很陡。顯然僅對起動有利，對穩(wěn)態(tài)運行不利。,,,Idbl,n0,A轉速負反饋特性,B電流負反饋特性,調速系統(tǒng)靜特性,同時采用轉速和電流負反饋,1. 電流檢測與反饋 （1）

64、電樞回路串檢測電阻； （2）電樞回路接直流互感器； （3）交流電路接交流互感器； （4）采用霍爾傳感器。,電流檢測與反饋電路,2. 系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)結構如圖,,,,Ui,3. 靜特性方程,,（1-41）,與轉速閉環(huán)控制調速系統(tǒng)特性方程相比，式（1-41）多了一項由電流反饋引起的轉速降落。,4. 穩(wěn)態(tài)特性,,,,,Idbl,0,n0,A轉速負反饋特性,B電流負反饋特性,,C轉速電流負反饋特性,采用轉速電流調速系統(tǒng)靜特性,電流截止負反饋,考慮到，限流作用只需在起動和堵轉時起作用，正常運行時應讓電流自由地隨著負載增減。 如果采用某種方法，當電流大到一定程度時才接入電流負反饋以限制電流，而電流正常時僅有轉速

65、負反饋起作用控制轉速。這種方法叫做電流截止負反饋，簡稱截流反饋。,,,1. 電流截止負反饋環(huán)節(jié),圖1-29 電流截止負反饋環(huán)節(jié),,電流截止負反饋環(huán)節(jié)（續(xù)）,c) 封鎖運算放大器的電流截止負反饋環(huán)節(jié),,2. 系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)結構,,圖1-30 電流截止負反饋環(huán)節(jié)的I/O特性,圖1-31 帶電流截止負反饋的 閉環(huán)直流調速穩(wěn)態(tài)結構圖,3. 靜特性方程與特性曲線,由圖1-31可寫出該系統(tǒng)兩段靜特性的方程式。,,,當 Id Idcr時，引入了電流負反饋，靜特性變成,（1-41）,當 Id Idcr 時，電流負反饋被截止，靜特性和只有轉速負反饋調速系統(tǒng)的靜特性式（1-35）相同，現(xiàn)重寫于下,,,,,,Idbl,I

66、dcr,n0,A,B,圖1-32 帶電流截止負反饋閉環(huán)調速系統(tǒng)的靜特性,靜特性兩個特點,（1）電流負反饋的作用相當于在主電路中串入一個大電阻 Kp Ks Rs ，因而穩(wěn)態(tài)速降極大，特性急劇下垂。 （2）比較電壓 Ucom 與給定電壓 Un* 的作用一致，好象把理想空載轉速提高到,,,,,這樣的兩段式靜特性常稱作下垂特性或挖土機特性。當挖土機遇到堅硬的石塊而過載時，電動機停下，電流也不過是堵轉電流，在式（1-41）中，令 n = 0，得,,,,一般 Kp Ks Rs R，因此,（1-43）,（1-44）,4. 電流截止負反饋環(huán)節(jié)參數(shù)設計,Idbl應小于電機允許的最大電流，一般取 Idbl =（1.52） IN 從調速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能上看，希望穩(wěn)態(tài)運行范圍足夠大，截止電流應大于電機的額定電流，一般取 Idcr （1.11.2）IN,1.7 .1電壓負反饋電流補償控制的直流調速系統(tǒng),速度負反饋的閉環(huán)系統(tǒng)是速度閉環(huán)控制的基本形式，速度檢測裝置復雜，在調速指標要求不太高時，可以采用其他反饋形式,電壓負反饋直流調速系統(tǒng),在轉速不是很低時，電阻壓降遠小于電樞端電壓，可以認為反電勢接近