超聲波用開關(guān)電源的設(shè)計(jì),超聲波,開關(guān)電源,設(shè)計(jì) 0 目錄 1 引言 ............................................................................................................................1 2 設(shè)計(jì)方案 ....................................................................................................................2 2.1 方案對(duì)比選擇 ......................................................................................................2 2.2 控制方式的選擇 ..................................................................................................3 3 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖 ............................................................................................................4 4 DSP 外圍器件的設(shè)計(jì) .................................................................................................5 4.1 整流濾波電路 ......................................................................................................5 4.2 主控制電路 ..........................................................................................................6 4.2.1 56F803 型 DSP ..............................................................................................6 4.2.2 高頻逆變單元 ...............................................................................................7 4.2.3 IGBT 驅(qū)動(dòng)模塊 ..............................................................................................9 4.3 頻率跟蹤控制單元 ............................................................................................10 4.4 模擬鍵控制模塊 ................................................................................................11 4.5 保護(hù)電路 ............................................................................................................11 4.6 顯示電路 ............................................................................................................12 4.7 PWM 產(chǎn)生單元 ..................................................................................................13 5 軟件設(shè)計(jì)與分析 ......................................................................................................14 5.1 主程序流程圖 ....................................................................................................14 5.2 模擬控制鍵子程序 ........................................................................................15 5.3 A/D 轉(zhuǎn)換子程序 .............................................................................................16 1 6 結(jié)束語 ......................................................................................................................17 謝辭 ..............................................................................................................................18 參考文獻(xiàn) ......................................................................................................................19 附圖 整體電路圖 ........................................................................................................20 1 引言 隨著科學(xué)的發(fā)展和技術(shù)的進(jìn)步．超聲波在超聲焊接、超聲清洗、干燥、霧化、 導(dǎo)航、測(cè) 距、育種等領(lǐng)域的應(yīng)用日趨廣泛。現(xiàn)在的大功率超聲波 電源大都采用頻 率跟蹤控制或功率控制。這 種單一控制方法不僅會(huì)降低超聲波電源效率，而且會(huì) 影響輸出精度和強(qiáng)度。如何使超聲波電源根據(jù)實(shí)際負(fù)載實(shí)時(shí)，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)輸出諧振 頻率和功率，從而保證超聲波加工等操作的要求具有重要的理論研究和實(shí)際應(yīng) 用價(jià)值。 超聲波在工業(yè)清洗中的應(yīng)用是本文設(shè)計(jì)的重要背景。超聲波清洗屬物理清洗， 把清洗液放入槽內(nèi)，在槽內(nèi)作用超聲波。由于超聲波與聲波一樣是一種疏密的振 動(dòng)波，在 傳播過程中，介質(zhì)的壓力作交替變化。在負(fù)壓 區(qū)域，液體中產(chǎn)生撕裂的 力，并形成真空的氣泡。當(dāng)聲壓達(dá)到一定值時(shí)，氣泡迅速增長(zhǎng)，在正壓區(qū)域氣泡 由于受到壓力擠破滅、閉合。此時(shí)，液體間相互碰撞 產(chǎn)生強(qiáng)大的沖擊波。雖然位 移、速度都非常小，但加速度卻非常大，局部壓力可達(dá)幾千個(gè)大氣壓，這就是所 謂的空化效應(yīng)。 眾所周知，要取得不同大小的顆粒，是把破碎料放在球磨機(jī)內(nèi)研磨后，經(jīng)過不 同規(guī)格篩子層層篩分而得的。 篩子長(zhǎng)時(shí)間使用后， 篩 孔會(huì)被堵塞（如金剛石篩）， 用其它方法刷洗會(huì)破壞篩子，且效果不理想，經(jīng)過眾多廠家的試驗(yàn)后，用超聲波 清洗，不僅不損壞篩子，而且篩子上面的堵塞顆粒完全被回收。 超聲波清洗在各行各業(yè)都可用到，以上僅是具有代表性的行業(yè)應(yīng)用，還有許 2 多新的行業(yè)和領(lǐng)域都可以使用超聲波清洗，期待著廣大使用單位和生產(chǎn)廠家共 同開發(fā)探索。 目前,世界上許多國(guó)家在研究超聲波電源上主要是解決功率問題和功耗的問 題，而我的論文主要是研究自 動(dòng)跟蹤、自 動(dòng)調(diào)整的問題 。在控制器的 選擇上，有 多種多樣，從以前的模擬控制方式到模擬數(shù)字一體化的方式，可以說各有各的優(yōu) 勢(shì)，各有各的缺點(diǎn)。隨著科技的不斷進(jìn)步，人們開始了在 DSP 上的研究，利用 DSP 作為控制器來控制 PWM 的脈沖寬度以達(dá)到控制 頻率和功率的目的。利用 DSP 的控制器有很多優(yōu)點(diǎn)，一方面減少了元件的使用量且減少了故障的出現(xiàn)率； 另外保護(hù)功能的實(shí)現(xiàn)主要在程序，為產(chǎn)品的后期開發(fā)提供了方便。 因此，本文主要研究的是基于 56F803 型 DSP 的頻 率跟蹤與功率調(diào)節(jié)相結(jié)合 的周期分段移相控制的設(shè)計(jì)過程。在本論文中詳細(xì)介紹了 56F803 型 DSP 的結(jié)構(gòu) 以及高頻逆變模塊和滯環(huán)采樣電路的應(yīng)用；另外，本論文中對(duì)電路的一些保護(hù)功 能如限流保護(hù)、過壓壓保護(hù) 、短路保 護(hù)都是通過 DSP 編寫程序?qū)崿F(xiàn)的，這樣使電 路簡(jiǎn)單，成本較低并且效果 優(yōu)秀。 除此之外， 還設(shè)計(jì) 了系統(tǒng)的軟件流程，包括主 程序流程設(shè)計(jì)和 PWM 產(chǎn)生子程序流程設(shè)計(jì)。 2 設(shè)計(jì)方案 2.1 方案對(duì)比選擇 方案（1）：以單片機(jī)為中心。采用單片機(jī)智能控制系統(tǒng)的大功率超聲波電源， 可實(shí)現(xiàn)電源頻率和輸出電壓的人工設(shè)定。單片機(jī)模擬輸出的 HPWM（混合脈寬調(diào) 制信號(hào)）可簡(jiǎn)化硬件電路，大大提高系統(tǒng)的功率因數(shù)和效率；同時(shí)運(yùn)用了 HPWM 控制方式與 ZVS（零 電 壓 開 關(guān) ）諧振軟開關(guān)技術(shù)，降低了開關(guān)管的損耗，抑制了 高次諧波，減小了換能器的 損耗。 實(shí)驗(yàn)表明，所提出的電源性能優(yōu)良，調(diào)節(jié)方便， 可靠性高。 方案（2）：以 DSP 為中心。DSP(Digital Signnal Processing)即數(shù)字信號(hào)處理,隨 著信號(hào)和微電子技術(shù)的進(jìn)一步得到了越來越廣泛的應(yīng)用。其運(yùn)算精度和動(dòng)態(tài)范 圍都比單片機(jī)有著很大的優(yōu)勢(shì)，并且其在功耗上也大大降低，在工業(yè)中得到了更 好的應(yīng)用。 DSP 多處理器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)特別適合 FIR 和 IIR 濾波器，有著很高的運(yùn) 行速度，可以實(shí)現(xiàn)現(xiàn)在工業(yè)規(guī) 格的要求。 經(jīng)過以上兩種方案的分析比較，考慮到頻率和電壓可調(diào)的目標(biāo)以及功耗、簡(jiǎn) 易性的要求，選擇第二種方案。 2.2 控制方式的選擇 方案（1）：選用 PWM 專用集成芯片作為主控芯片。如 PWM 芯片 SG3525 具 有很高的溫度穩(wěn)定性和較低的的噪聲等級(jí)，具有欠壓保護(hù)和外部封鎖功能，能方 3 便地實(shí)現(xiàn)過壓、過流保護(hù)，能輸出兩路波形一致、相位差為 180°的 PWM 信號(hào)。 方案（2）：采用通用的 AT89S51 單片機(jī)作為控制器，單片機(jī)通過模擬的 PWM，經(jīng)處理后通過功率放大器驅(qū)動(dòng)電機(jī)。 方案（3）：采用 56F803 型 DSP 作為控制器。目前 DSP 已非常普遍，采用 56F803 型 DSP 作為控制電路的核心處理器．它內(nèi)置 2 KB SRAM，31．5 KB FLASH，同 時(shí) ，其 40 MHz 的 CPU 時(shí)鐘頻率比其他 單片機(jī)具有更強(qiáng)的處理能力。 6 路 PWM 信號(hào)可以實(shí)現(xiàn)高頻逆變電路開關(guān)管 MOSFET 的移相控制。12 位 A／D 轉(zhuǎn)換器采集可以實(shí)現(xiàn)電壓和電流采樣并滿足采樣數(shù)據(jù)精度的要求。利用 56F803 型 DSP 中定時(shí)器的捕獲功能可以精確計(jì)算相位差大小，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的頻率 跟蹤控制。串行外設(shè)接口 SPI 與 MCl4489 配合使用可以 實(shí)現(xiàn)對(duì) 5 位半數(shù)碼管的 控制．從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)頻率和功率的顯示。另外，56F803 還支持 C 語言與匯編語言 混合編程的 SDK 軟件開發(fā)包．可以實(shí)現(xiàn)在線調(diào)試 經(jīng)過討論和老師的指導(dǎo)，我們采用了方案（3）作為我的設(shè)計(jì)。采用方案（1）能 夠滿足基本要求，但是這種方案可控性不好、功能單 一，每 擴(kuò)展一種功能就要增 加相應(yīng)的硬件電路，使控制器成本增加很多；采用方案（2）能滿足設(shè)計(jì)基本要求， 而且價(jià)格便宜，購買方便，但是現(xiàn)場(chǎng)編譯不太方便；而方案（3）集中了前兩種方案 中的優(yōu)點(diǎn)， 還彌補(bǔ)了它們存在的缺陷；而且處理速度快，運(yùn)行穩(wěn)定可靠， 符合工業(yè) 清洗和除塵的嚴(yán)格要求。自 動(dòng)控制復(fù)雜， 換能器需要一定的邏輯輸出才能可靠運(yùn) 行。而這類 DSP 都有豐富的片上資源，比較強(qiáng)大的處理能力，一般都不需要外擴(kuò) 其他器件就可以構(gòu)成一個(gè)完整的系統(tǒng)。片上系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)在于減小了布線的麻煩， 提高了系統(tǒng)的整體性能。 2.3 PWM 調(diào)制方式 脈寬調(diào)制（PWM）控制方式就是對(duì)逆變電路開關(guān)器件的通斷 進(jìn)行控制，使輸 出端得到一系列幅值相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或所需要的波形。也 就是在輸出波形的半個(gè)周期中產(chǎn)生多個(gè)脈沖，使各脈沖的等值電壓為正弦波形， 所獲得的輸出平滑且低次斜波諧波少。按一定的規(guī)則對(duì)各脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制， 即可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。 在一個(gè)周期內(nèi)，每個(gè)功率開關(guān)器件導(dǎo)通 120 度電角度，每隔 60 度有兩個(gè)開 關(guān)器件切換。因此，PWM 調(diào)制方式可以有以下五種：(1)on_pwm 型、(2)pwm_on 型、(3)H_pwm-L_on 型、 (4)H_on-L_pwm 型和(5)H_pwm-L_pwm 型。 前四種方式又稱為半橋臂調(diào)制方式，即在任意一個(gè) 60 度區(qū)間，只有上橋臂 或下橋臂開關(guān)進(jìn)行斬波調(diào)制。其中，方式(1) 和(2)為雙管調(diào)制方式，即在調(diào)制過程 中上橋臂和下橋臂的功率開關(guān)都參與斬波調(diào)制。方式(3)和(4)又稱為單管調(diào)制方 式，即在調(diào)制過程中只有上 橋臂或下橋臂的功率開關(guān)參與斬波調(diào)制。方式(5)又稱 4 為全橋調(diào)制方式，即在任意一個(gè) 60 度區(qū)間內(nèi)，上、下 橋臂的功率開關(guān)同時(shí)進(jìn)行斬 波調(diào)制。 在全橋調(diào)制方式中，功率開關(guān)的動(dòng)態(tài)功耗是半橋調(diào)制方式中的兩倍。與半橋 調(diào)制方式相比，全橋調(diào)制方式降低了系統(tǒng)效率， 給散 熱帶來困難。因此，考 慮到 功率開關(guān)的動(dòng)態(tài)功耗，在 PWM 調(diào)制方式上應(yīng)選擇半橋調(diào)制方式。同時(shí)，在半橋 調(diào)制方式中，雙管調(diào)制方式不增加功率開關(guān)的動(dòng)態(tài)損耗，并解決了由單管調(diào)制所 造成的功率開關(guān)散熱不均，提高了系統(tǒng)的可靠性，但是實(shí)現(xiàn)起來較復(fù)雜。 因此本設(shè)計(jì)采用本系統(tǒng)的開關(guān)采用占空比為 50％的 PWM 信號(hào)移相控制。 傳統(tǒng)移相控制方法有二種：一種是采用 UC3875 產(chǎn) 生移相控制波形．但電路復(fù)雜， 不便于調(diào)試。精度低：另一種是采用單片機(jī)， 這種方法大部分采用正弦表產(chǎn)生移 相波形，程序冗長(zhǎng)、復(fù)雜、可 讀性差。本系統(tǒng)采用周期分段控制方法實(shí)現(xiàn)移相控 制波形，避免了以上缺陷。 3 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖 超聲波電源系統(tǒng)主要由 220V 電源、整流 濾波、高 頻逆變單元、匹配網(wǎng)絡(luò)、檢 測(cè)電路、 PWM 產(chǎn)生電路和 驅(qū)動(dòng)電路組成，系統(tǒng)整體硬件方框如圖 1 所示。 電源 220VAC 整流 濾波 高頻 逆變 網(wǎng)絡(luò) 匹配 換能器 負(fù)載 電流檢測(cè)實(shí)現(xiàn)功 率控制 驅(qū)動(dòng)模塊 PWM 軟開關(guān)控制 CAPCOM DSP A/D 轉(zhuǎn)換 電壓和電流檢測(cè) 實(shí)現(xiàn)鑒相控制 顯示電壓 電流、頻率 鍵盤控制 圖 1 系統(tǒng)整體硬件電路方框圖 220V 單相交流電經(jīng)過二極管不可控整流電路得到直流 電壓，然后 經(jīng)過由 MOSFET 組成的高頻逆變電 路得到滿足換能器要求的高頻電壓。為減少高頻工 作條件下 MOSFET 的開關(guān) 損耗，高 頻逆變電路采用 帶輔助網(wǎng)絡(luò)的全橋結(jié)構(gòu)。超 5 11 22 220V D1 D3 D2 D4 C1 C2 聲波電源與換能器匹配的好壞將決定整個(gè)電路的控制效果。匹配主要指為使發(fā) 生器輸出額定電功率，進(jìn)行阻抗變換匹配。以及 為使發(fā)生器輸出最高效率進(jìn)行調(diào) 諧匹配。通過檢測(cè)整流濾波后的電流， 經(jīng)過 A/D 轉(zhuǎn)換送到 DSP 進(jìn)行控制對(duì)比。在 鍵盤控制下實(shí)現(xiàn)人機(jī)交流，通過程序設(shè)置然后輸出信號(hào)，在驅(qū)動(dòng)電路下實(shí)現(xiàn)高頻 逆變電路開關(guān)管 MOSFET 的移相控制， 調(diào)節(jié)電壓、頻率。對(duì)換能器電壓、電流的 檢測(cè)實(shí)現(xiàn)鑒相控制。顯示單元實(shí)時(shí)對(duì)電壓、 電流、頻 率進(jìn)行顯示。程序設(shè)計(jì)中的 保護(hù)模塊對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的過壓、過流進(jìn)行保護(hù)。 4 DSP 外圍器件的設(shè)計(jì) 4.1 整流濾波電路 常用整流電路有半波、全波、橋式、倍壓整流等形式。本文采用橋式整流電 路，采用不可控方式，利用二極管單向?qū)щ娦赃@一特性可以組成整流電路，將交 流電變?yōu)槊}動(dòng)的直流電流，整流時(shí)四個(gè)二極管兩兩輪流導(dǎo)通，無論是正半周還是 負(fù)半周流過 1 端口的電流的方向是一致的，所以它的電壓：U34=0.9U12; 電流 I34=0.9×(U12/RL)。一般的直流電路都需要較理想的一條直線似的的直流電壓， 這就要平滑脈動(dòng)的電壓使其達(dá)到,這種措施就是濾波。濾波器一般由電感或電容 以及電阻等元件組成。利用 電容兩端電壓不能突變只能充放電的特性來達(dá)到平 滑脈沖的電壓的目的。D1 、D2、D3、D4 四個(gè)大功率二極管 進(jìn)行橋式整流， C1、C2 兩個(gè)電 容分別用于 濾除整流后的高低頻成分， U34 為輸出電壓，后面接高 頻逆變單元。電路如圖 2 所示。 圖 2 整流濾波電路路原理圖 4.2 主控制電路 由設(shè)計(jì)方案可以確定單片機(jī)主控制電路選用 56F803 型 DSP，現(xiàn)在詳細(xì)介紹 該 DSP 的特點(diǎn)和連接方式。 4.2.1 56F803 型 DSP 3 4 6 采用 56F803 型 DSP 作為控制電路的核心處理器．它內(nèi)置 2 KB SRAM，31 ．5 KB FLASH，同時(shí)，其 40 MHz 的 CPU 時(shí)鐘頻 率比其他單片機(jī)具有更強(qiáng)的處 理能力。6 路 PWM 信號(hào)可以 實(shí)現(xiàn)高頻逆變電路開關(guān)管 MOSFET 的移相控制。12 位 A／D 轉(zhuǎn)換器采集可以實(shí)現(xiàn)電壓和電流采樣并滿足采樣數(shù)據(jù)精度的要求。利 用 56F803 型 DSP 中定時(shí)器的捕獲功能可以精確計(jì) 算相位差大小， 實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的頻 率跟蹤控制。串行外設(shè)接口 SPI 與 MCl4489 配合使用可以 實(shí)現(xiàn)對(duì) 5 位半數(shù)碼管 的控制．從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)頻率和功率的顯示。另外，56F803 還支持 C 語言與匯編語 言混合編程的 SDK 軟件開發(fā)包．可以 實(shí)現(xiàn)在線調(diào)試 。TMS320C5000 平臺(tái)，是一 種高性能、低功耗、16 位定點(diǎn) DSP。運(yùn)行速度 為 40~6000MIPS，價(jià)格較低，是 TI 公司 DSP 的主流產(chǎn)品。主要特點(diǎn)有：根據(jù)數(shù)字信號(hào)處理的要求，DSP 芯片一般具 有如下的一些主要特點(diǎn)： （1） 在一個(gè)指令周期內(nèi)可完成一次乘法和一次加法。 （2） 程序和數(shù)據(jù)空間分開，可以同時(shí)訪問指令和數(shù)據(jù)。 （3） 片內(nèi)具有快速 RAM，通?？赏?過獨(dú)立的數(shù)據(jù)總線在兩塊中同時(shí)訪 問。 （4） 具有低開銷或無開銷循環(huán)及跳轉(zhuǎn)的硬件支持。 （5） 快速的中斷處理和硬件 I/O 支持。 （6） 具有在單周期內(nèi)操作的多個(gè)硬件地址產(chǎn)生器。 （7） 可以并行執(zhí)行多個(gè)操作。 （8）支持流水線操作，使取指、譯碼和執(zhí)行等操作可以重疊執(zhí)。 它的組成方框圖如圖 3。 7 圖 3 56F803 型 DSP 的內(nèi)部組成框圖 此系列 DSP 采用先進(jìn)的修正哈弗結(jié)構(gòu)和 8 總線結(jié)構(gòu)，使處理器的性能大大 提高。其獨(dú)立的程序和數(shù)據(jù)總線，允 許同時(shí)訪問程序存 儲(chǔ)器和數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器， 實(shí)現(xiàn) 高度并行操作。片內(nèi)存儲(chǔ)器以及外圍電路的主要性能如下： （1）存儲(chǔ)空間 多總線結(jié)構(gòu)。片內(nèi)有 3 條 16 位數(shù)據(jù)總線（CB 、DB 和 EB）、1 條 16 位 的程序總線（PB），以及 4 條對(duì)應(yīng)的地址總線。地址線 20 根，可尋址程 序空間 1M 字，數(shù)據(jù)和 I/O 空間空間各 64K。片內(nèi) ROM 容量為 4Kx16 位。片內(nèi)雙尋址 RAM 容量 為 16x16 位。 （2）在片內(nèi)外圍電路 軟件可編程等待狀態(tài)發(fā)生器和可編程分區(qū)與邏輯電路。帶有內(nèi)部振蕩 器或用外部始終源的片內(nèi)鎖相環(huán)時(shí)鐘發(fā)生器。2 個(gè)高速、全雙工多通道 緩沖口。增強(qiáng)型 8 位并行主機(jī)接口。2 個(gè) 16 位定時(shí)器。 6 通道 DMA 控 制器。具有符合 IEEE1149.1 標(biāo)準(zhǔn)的在片仿真接口 JTAG。 （3）電源、時(shí)鐘與封裝 單周期定點(diǎn)指令的執(zhí)行周期為 10ms。I/O 電源電壓為 3.3V，內(nèi)核 1.8V。可用 IDKE1、IDLE2 和 IDLE3 指令控制芯片功耗以工作在省電 方式。時(shí)鐘輸出信號(hào)可以被關(guān)斷。144 腳的薄型四角引腳扁平封裝或 144 腳的球柵陣列封住。 4.2.2 高頻逆變單元 高頻逆變單元包括高頻逆變和網(wǎng)絡(luò)匹配兩個(gè)環(huán)節(jié)。經(jīng)過二極管不可控整流 電路得到直流電壓，然后經(jīng)過 由 MOSFET 組成的高 頻逆變電路得到滿足換能器 要求的高頻電壓。功率場(chǎng)效 應(yīng)管是一種單極型的電壓控制器件，不但有自關(guān)斷能 MAC ALU 17x17 位乘法器 40 位 ALU 40 位加法器 比較、選擇和存儲(chǔ) 舍入、飽和電路 指數(shù)編碼器 移位寄存器 累加器 40 位桶形移位寄存器 40 位累加器 A （-16,31） 40 位累加器 A 尋址單元 8 個(gè)輔助寄存器 2 個(gè)尋址單元 電源管理單元 緩沖串行口 多通道緩沖串行 口 定時(shí)器 鎖相環(huán)時(shí)鐘發(fā)生 器 主機(jī)接口 軟件等待狀態(tài)發(fā) 生器 通用 I/O JTAG 測(cè)試仿真 控制 外 圍 總 線 DMA Ch0 Ch1 Ch2 Ch3 Ch4 Ch5 程序/數(shù)據(jù)總線 程序/數(shù)據(jù) ROM 程序/數(shù)據(jù) RAM A（15~0 ） B（15~0 ） 8 力,而且有驅(qū)動(dòng)功率小,開關(guān)速度高、無二次擊穿、安全工作區(qū)寬等特點(diǎn)。由于其易 于驅(qū)動(dòng)和開關(guān)頻率可高達(dá) 500kHz，特別適于高頻化電力電子裝置。 為減少高頻工作條件下 MOSFET 的開關(guān)損耗，高 頻逆變電路采用帶輔助網(wǎng) 絡(luò)的全橋結(jié)構(gòu)。此電路結(jié)構(gòu)解決了傳統(tǒng)零電壓開關(guān)(ZVS)PWM 電路變壓器漏感 小且滯后橋臂難于實(shí)現(xiàn) ZVS 問題。同 時(shí)，根據(jù)電流增強(qiáng)原理，此電路結(jié)構(gòu)可在任 意負(fù)載和輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，大大減少了占空比丟失，以及為使發(fā) 生器輸出最高效率進(jìn)行調(diào)諧匹配。在射頻電路傳輸系統(tǒng)中，設(shè)計(jì)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)是 一項(xiàng)重要環(huán)節(jié)。如果能設(shè)計(jì) 一個(gè)很符合實(shí)際需要的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，使傳輸系統(tǒng)獲 得阻抗匹配，不但能得到最大有效輸出功率， 還具有 濾波和選擇頻帶的性能。超 聲波電源與換能器匹配的好壞將決定整個(gè)電路的控制效果。因此，應(yīng)該對(duì)匹配網(wǎng) 絡(luò)每個(gè)參量(高 頻變壓器匝比 K，輸出匹配電感 Lf)進(jìn)行嚴(yán)格的計(jì)算。其實(shí)高頻中 的阻抗匹配并不是很容易達(dá)到，這里主要講一下輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的任務(wù)： （1） 使負(fù)載阻抗與放大器所需要的最佳阻抗相匹配，以保 證放大器傳輸 到負(fù)載的功率最大。它起著匹配網(wǎng)絡(luò)的作用。 （2） 抑制工作頻率范圍以外的不需要頻率，即應(yīng)該有良好的濾波作用。 （3） 在有幾個(gè)電子器件同時(shí)輸出功率的情況下，保證它們都能有效地傳送 功率到負(fù)載，但同時(shí)又應(yīng)該 盡可能地使這幾個(gè)電子器件彼此隔離，互相不影響。 匹配主要指為使發(fā)生器輸出額定電功率，進(jìn)行阻抗變換匹配。圖中 Q1、Q2、Q3、Q4 是 MOSFET，型號(hào) IRLML2402 N，進(jìn)行高頻逆變；L1 、L2、Lf 實(shí) 現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)匹配功能。MOSFET 基極接驅(qū)動(dòng)，換能器功率 為 80W。高頻逆變單元電路 圖如圖 4 所示。 圖 4 高頻逆變單元示電路圖 4.2.3 IGBT 驅(qū)動(dòng)模塊 作為功率開關(guān)器件，IGBT 的工作狀態(tài)直接關(guān)系到整機(jī)的性能，所以選擇或 設(shè)計(jì)合理的驅(qū)動(dòng)電路顯得尤為重要。采用一個(gè)性能良好的驅(qū)動(dòng)電路，可使 IGBT Q1 Q2 Q8 Q7D5 D12D10 D11 D6 D9 C4 C5C3 C8C6 C7 R1 L2 L1 A L3 3 4 VTIG1 VTIG2 VTIG3 VTIG4 9 工作在比較理想的開關(guān)狀態(tài)，縮短開關(guān)時(shí)間，減小開關(guān)損耗， 對(duì)提高整個(gè)裝置的 運(yùn)行效率，可靠性和安全性都有重要的意義。 驅(qū)動(dòng)電路必須具備兩個(gè)功能：一是實(shí)現(xiàn)控制電路與被驅(qū)動(dòng) IGBT 柵極的電隔 離;二是提供合適的柵極驅(qū)動(dòng)脈沖。對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的要求，可歸納如下： （1） IGBT 和 MOSFET 都是電壓驅(qū)動(dòng)，都具有一個(gè) 2.5～5V 值電壓，有一個(gè) 容性輸入阻抗，因此 IGBT 對(duì)柵極電荷非常敏感，故驅(qū)動(dòng)電路必須很可靠，要保 證有一條低阻抗值的放電回路，即驅(qū)動(dòng)電路與 IGBT 的連線要盡量短。 （2） 用內(nèi)阻小的驅(qū)動(dòng)源對(duì)柵極電容充放電，以保證柵極控制電壓 Uge,有足 夠陡的前后沿，使 IGBT 的開關(guān)損耗盡量小。另外， IGBT 開通后， 柵極驅(qū)動(dòng)源應(yīng) 能提供足夠的功率，使 IGBT 不退出飽和而損壞。 （3） 驅(qū)動(dòng)電路要能傳遞幾十 kHz 的脈沖信號(hào)。 （4） 在大電感負(fù)載下，IGBT 的開關(guān)時(shí)間不能太短，以限制出 di/dt 形成的尖 峰電壓，確保 IGBT 的安全。 （5） IGBT 的 柵極驅(qū)動(dòng)電 路應(yīng)盡可能簡(jiǎn)單實(shí)用，最好自身帶有對(duì) IGBT 的保 護(hù)功能，有較強(qiáng)的抗干擾能力。 本文驅(qū)動(dòng)電路采用 IR2110 型驅(qū)動(dòng)模塊。美國(guó) IR 公司生產(chǎn)的 IR2110 驅(qū)動(dòng)器 。它兼有光耦隔離（體積?。┖?電磁隔離（速度快）的優(yōu)點(diǎn)，是中小功率變換裝置中 驅(qū)動(dòng)器件的首選品種。R2110 采用 HVIC 和閂鎖抗干擾 CMOS 制造工藝，DIP14 腳封裝。具有獨(dú)立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作 電壓可達(dá) 500V，dv/dt=±50V/ns，15V 下靜態(tài)功耗僅 116mW；輸出的電源端（腳 3, 即功率器件的柵極驅(qū)動(dòng)電壓）電壓范圍 10～20V；邏輯電 源電壓范圍（腳 9）5～15 V，可方便地與 TTL，CMOS 電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有 ±5V 的偏移量；工作頻率高，可達(dá) 500kHz；開通、關(guān)斷延遲小，分別為 120ns 和 9 4ns；圖騰 柱輸出峰值電流為 2A。它的內(nèi)部功能原理圖，如圖 5。 圖 5 IR2110 的內(nèi)部功能原理圖 10 IR2110 是基于自舉驅(qū)動(dòng)原理的功率 MOSFET 驅(qū)動(dòng)電路。R2110 還具有比較 完善的保護(hù)功能( 如欠壓檢測(cè)、抗干擾、外部保 護(hù)閉鎖 等)。一個(gè) IR2110 可以同時(shí) 驅(qū)動(dòng)單橋臂的上下二個(gè) MOSFET,因此,使用少量分立元件和一路控制電源就可 以實(shí)現(xiàn)一個(gè)橋臂 MOSFET 的驅(qū)動(dòng)控制， 這樣大大減小了驅(qū)動(dòng)電路的體積和成本。 VTG 接口接高頻逆變單元 MOSFET 的基極，驅(qū)動(dòng)芯片 IR2110 用于驅(qū)動(dòng)電路如 圖 6 所示。 圖 6 驅(qū)動(dòng)單元電路 4.3 頻率跟蹤控制單元 超聲波電源系統(tǒng)采用頻率跟蹤和功率調(diào)節(jié)相結(jié)合的控制策略，從而使發(fā)生 器在輸出最大功率時(shí)可達(dá)到最高效率。此種控制策略主要通過控制 PWM 的周期 (也就是控制開關(guān)頻率) 和 PWM 控制波形的移相角來 實(shí)現(xiàn)。 系統(tǒng)的控制策略的實(shí)現(xiàn)。采用鎖相法實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤控制。使用 KT20A/P 型 電流傳感器和 KV20A／P 型電壓傳感器分別檢測(cè)換能器二端的電壓和電流，經(jīng) 過滯環(huán)控制得到電壓和電流的方波信號(hào)。 KV20A/P 型磁平衡式電壓傳感器,利用霍爾效應(yīng)，采用磁補(bǔ)償原理,原邊電路 與付邊電路絕緣，在測(cè)量電壓時(shí)被測(cè)電壓通過電阻 R 與傳感器連接，輸出電流與 被測(cè)電壓成正比,也可以測(cè)直流,交流,脈動(dòng)電壓。KT20A/P 型電流傳感器同 KV 20A/P 型電壓傳 感器結(jié)構(gòu)原理 類似，其可測(cè)直流、交流、脈動(dòng)電流頻率范圍 0～100KHz，輸出電流正比于被測(cè)電流。 該滯環(huán)的回差為 Lv。然后，對(duì)二路方波信號(hào)經(jīng)過異或門和 D 觸發(fā)器得到相 位差波形和相位差符號(hào)。相位差波形送入 DSP 的捕獲口,計(jì)算出相位差大小 T， 相位差符號(hào)送入 GPIOA7 口．獲得符號(hào)標(biāo)志量 flag。當(dāng) T≠O，flag=0 時(shí)，表示電壓 超前電流。此時(shí)，應(yīng)該減小開關(guān)管的頻率 f；當(dāng) T≠O，flag=l 時(shí)，表示電壓滯后電 流，此時(shí) ，應(yīng)該 增加開關(guān)管的頻率 f,然后把頻率量轉(zhuǎn) 化成時(shí)間量附給 DSP 模值寄 存器,從而改變輸出 PWM 信號(hào)的周期。檢測(cè)接口接電流傳感器 KT20A/P 和電壓 傳感器 KV20A／P 的輸出，滯 環(huán)采樣電路如圖 7。 18 29 310 411 512 613 714 IR2110 LO US RO UDD SD USS COM UB HIN LIN UCC GND VCC D13 C9 R250K R310K VTIG GND C10 VCC R450K R550K VTIGD8 11 圖 7 滯環(huán)采樣電路電路 4.4 模擬鍵控制模塊 電路如圖 8 所示。 圖 8 模擬鍵控制電路 為了使模擬鍵控制符合人的日常習(xí)慣，考慮到成本，采用獨(dú)立開關(guān)模擬超聲 波電源的啟動(dòng)、停止、增頻的控制。當(dāng)按下按 鈕時(shí)， 該端口被 DSP 控制中心認(rèn)定 為高電平， 調(diào)用相應(yīng)的控制程序執(zhí)行相應(yīng)的功能。 4.5 保護(hù)電路 當(dāng) IGBT 驅(qū)動(dòng)模塊檢測(cè)到欠壓、過壓、短路信號(hào)后，IR2110 模塊 11 腳 LIN 迅速響應(yīng)，送給主控器 56F803 型 DSP 的 D8 端， 這 個(gè) I/O 口此刻被認(rèn)為低電平， 內(nèi)部程序執(zhí)行 JDQI 為低電平，KM1 線圈通電， 繼電器動(dòng)作，關(guān)斷 IGBT 驅(qū)動(dòng)模 塊電源，停止 PWM 輸出，同時(shí)故障指示 D16 燈亮，如圖 9 所示。 R131K R141K R151K VCC R121K D1 D2 D3 D4 VCC R1650K D17 D16 1 1 2 2A KIM1 1 1 2 2 3 3 B KIA Q58550 DIN AYU AN JDQ1 VCC R1110K R610K R7 4.7K R8 40K R910K R10 40K D14 D15 3.3V 12V D10 8 4 U4 LM393 12 圖 9 欠壓、 過壓、短路保 護(hù)電 路 在大功率直流開關(guān)電源中應(yīng)該設(shè)過熱保護(hù)電路。本文采用溫度繼電器來檢 測(cè)電源裝置內(nèi)部的溫度，當(dāng) 電源裝置內(nèi)部產(chǎn)生過熱時(shí)，溫度繼電器就動(dòng)作，使整 機(jī)告警電路處于告警狀態(tài)， 實(shí)現(xiàn)對(duì)電源的過熱保護(hù)。如圖 10 在保護(hù)電路中將 P 型控制感熱晶閘管放置在功率開關(guān)三極管附近，根據(jù) TT102 的特性(由 Rr 值確 定該器件的導(dǎo)通溫度，Rr 越大， 導(dǎo)通溫度越低)，當(dāng)功率管的管殼溫度或者裝置內(nèi) 部的溫度超過允許值時(shí)，感 熱晶閘管就導(dǎo)通，使 發(fā)光二極管發(fā)亮告警。配合光 電 耦合器，就可使整機(jī)告警電 路動(dòng)作，通 過 DSP 的 D12 動(dòng)作 JDQ1 為高電平保護(hù)開 關(guān)電源。 過熱保護(hù)電路圖如 圖 10 所示。 圖 10 過熱保護(hù)電路 4.6 顯示電路 MCl4489 是美國(guó) MOTOROLA 公司生產(chǎn)的串行接口 LED 顯示驅(qū)動(dòng)管理芯 片。其輸 入端與系統(tǒng)主 CPU 之間只有 3 條 I/0 口線相聯(lián)，用來接收待顯示的串行 數(shù)據(jù)。輸 出端既可以直接驅(qū)動(dòng) 七段 LED 顯示器，也可以驅(qū)動(dòng)指示燈。 MCl4489 內(nèi)部集成了數(shù)據(jù)接收、譯碼 、掃描輸出、驅(qū)動(dòng)顯示所需的全部 電路，僅需要外接 一具電流設(shè)定電阻就可以對(duì) LED 的顯示高亮度進(jìn) 行控制。每個(gè) MC14489 芯片 它的引腳圖如圖 11 所示。 R201K Q8 TT102 Rr 40KC17 VCC U5 R271k D12 13 圖 11 MC14489 引腳圖 可以用以下任意一種顯示方式進(jìn)行顯示：5 位 LED 數(shù)字加小數(shù)點(diǎn)顯示； 4 位 半數(shù)字加小數(shù)點(diǎn)帶符號(hào)顯示；25 支指示燈顯示；5 位半數(shù)字顯示。該芯片內(nèi)含的 譯碼器電路可輸出七段格式的數(shù)字 0～9，16 進(jìn)制的字母 A～F 以及 15 個(gè)字母和 符號(hào)。顯 示電路如圖 12 所示。 圖 12 顯示電路 由圖可知，用 MC14489 構(gòu)成顯示電路既不用加任何限流電阻，也不用附加 反相或驅(qū)動(dòng)電路，電路設(shè)計(jì) 非常簡(jiǎn)捷。 MC14489 芯片采用特殊的設(shè)計(jì)技術(shù)，使 其電源引腳在大電流工作的情況下仍具有最低的尖峰和較小的 EMI（電磁交互干 擾）。本 設(shè)計(jì)顯示輸出頻率。 4.7 PWM 產(chǎn)生單元 前面已經(jīng)說明本設(shè)計(jì)采用占空比為 50％的 PWM 信號(hào)移相控制 ，PWM 控制 的核心是控制波形的周期。 在每個(gè) PWM 周期中把開關(guān)管的控制波形分為 4 段．每段波形中 DSP 模值 寄存器 PWMCM 的值等于 計(jì)數(shù)器 PWMVAL 的值。變量 Count 代表輸出的是第 幾段波形,當(dāng) Count=l 或 Count=3 時(shí)．把波形 I 或Ⅲ的模值 MODUL01(I 和Ⅲ的模 值相同) 賦給模 值寄存器。當(dāng) Count=l 時(shí),PWM 模塊的 0 通道和 3 通道分別輸出 高電平和低電平。當(dāng) Count=3 時(shí)．PWM 模塊的 0 通道和 2 通道分別輸出低電平 和高電平；當(dāng) Count=2 或 Count=4 時(shí)．把波形 Ⅱ或 IV 的模值 MODULO 2(Ⅱ和 IV 的模 值相同 )賦給模值寄存器．當(dāng) Count=2 時(shí)， PWM 模塊的 O 通道和 3 通道都 輸出高電平。當(dāng) Count=4 時(shí)． PWM 模塊的 0 通道和 2 通道都輸出低電平。然后， 按照上述方式循環(huán)輸出波形。 PWM 重載中斷框圖如圖 13。 VccVss D13D14 D15 56F803 VccVss DATAINCLOCK ENABLE bank1bank2 bank3bank4 bank5 hg fe dc ba MC14489 a bf cgde DPY12 34 56 7 ab cd ef g8 dp dp 1 a bf cgde DPY12 34 56 7 ab cd ef g8 dp dp 2 a bf cgde DPY12 34 56 7 ab cd ef g8 dp dp 3 a bf cgde DPY12 34 56 7 ab cd ef g8 dp dp 4 a bf cgde DPY12 34 56 7 ab cd ef g8 dp dp 5 R171K 14 圖 13 PWM 重載中斷圖 5 軟件設(shè)計(jì)與分析 軟件是整個(gè)控制系統(tǒng)的靈魂，其設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)的合理性與片內(nèi)資源的優(yōu)化分配 恰當(dāng)，會(huì)給程序的運(yùn)行帶來 較高的執(zhí)行效率，其功能完善則可以節(jié)約硬件電路成 本，根據(jù)本系統(tǒng)的控制要求，各功能子程序 則要相互 聯(lián)系而又獨(dú)立的完成相應(yīng)功 能。 5.1 主程序流程圖 主程序流程圖如圖 14 所示。 初始化設(shè)置 T=0 ？ 步長(zhǎng)=100 flag=0 A/D 采樣 PI 調(diào)節(jié) 計(jì)算 MODUL01 MODUL02 PWM 重載中斷 ff-=m ff+=m 10

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