【074】4CDCD開關電源設計(開題報告+論文+文獻綜述),074,cdcd,開關電源,設計,開題,報告,講演,呈文,論文,文獻,綜述 題　　目： 高頻軟開關逆變式充電器 摘 要 隨著電力電子技術的發(fā)展，用電設備對電源的要求不斷提高， 開關電源正逐步向著高效率、大功率密度、高可靠性、低電磁抗干擾、無噪聲、維修方便等方向發(fā)展。瞬時同步整流技術由于實現簡單，響應速度快和具有自然限流等優(yōu)點而得到廣泛地應用。 本文在分析DC-DC技術發(fā)展的基礎之上，用Buck電路，運用MAX767系列芯片研究一條簡潔的途徑實現DC-DC直流變換，即應用同步整流技術控制方法，來實現變換器高效工作。該變換器主電路結構簡單可靠，可以實現輸入： DC 4.5～5.5V，輸出DC 5V/3.3A的設計。 分析其系統(tǒng)工作原理的過程，為該變換方法和應用提供了理論基礎，通過同步整流技術的方法和應用MOSFET管的設計，較理想的實現了DC-DC變換器的設計要求。 最后，運用這些設計成功的設計出DC-DC直流變換器。 本文主要介紹Buck電路和MAX767系列DC設計，工作原理和主要參數的設計，并對系統(tǒng)的外特性和穩(wěn)定性作了分析。 關鍵詞：DC-DC直流變換; 同步整流技術; MOSFET管  Abstract With the development of the electronic technology, the higher requirement of Power Supply are raised including high efficiency, high power density, low EMI, and rapid dynamic response. A hysterics-band instantaneous current control PWM Technique is popularly used because of its simplicity of implementation, fast current control response, and inherent peak current limiting capability. The design of the foundation of upper，with buck circuit，handle max767 series chip look into a slip of compact avenue realize dc-dc direct current transform，namely application synchronous rectification technical control means，came realize convector highly active wrought of the text at analyses dc-dc technological development. be one's turn convector trunk feeder structure simplicity credibility，could realize import：DC 4.5～5.5v，output dc 5V / 3.3A Both that of analyses his system principle of operation course，for be one's turn transform method and application supply know clearly rationale，through the medium of synchronous rectification technical means and application MOSFET table design，compare ideal realize know clearly dc-dc convector' design requirement. At the last，handle these be designed for wrought 'thought out dc-dc dc converter to. The design，combine versus systemic external characteristic and stability did know clearly analyses of the both text mostly introduce buck circuit and max767 series DC design，principle of operation and major parameter. keyword：dc-dc direct current transform synchronous rectification technology mosfet tube。  目錄 摘 要 I Abstract II 第一章 緒 論 1 1.1 PWM技術歷史和現狀 1 1.2高頻軟開關逆變式充電機 2 第二章 主電路的設計 3 2.1整流濾波電路 3 2.2主電路的選型 4 2.3軟開關技術的基本概念 6 2.4軟開關技術的提出與發(fā)展 7 2.5工作過程分析 9 2.6全橋型電路的主電路元氣件參數的確定 12 2.7輸出濾波電路的設計 16 第三章 濾波電路和主電路的計算 18 3.1 濾波電感 18 3.2 濾波電容 19 3.3 開關器件的設計 20 3.4主電路設計的具體計算 22 3.5 驅動電路的設計 27 第四章 控制電路的設計及保護電路的實現 31 4.1 控制方案的確定 31 4.2 PWM信號的產生 33 4.3 移相及互鎖電路 36 4.4 開關信號的產生 38 4.5 恒流控制電路的設計 39 4.6 調節(jié)器電路的設計 41 4.7 保護電路設計 42 參考文獻 44 致 謝 45 46 第一章 緒 論 1.1 PWM技術歷史和現狀 60年代開始得到發(fā)展并應用的常規(guī)PWM功率變換技術使功率變換器的設計出現了很大的變化，它除去了龐大笨重的工頻變壓器，提高了電源的功率密度，減小了裝置的體積，提高了變換器的整體效率。隨著近些年來電子計算機、通訊設備，以及空間技術實際應用需求的提高，要求常規(guī)PWM變換器具有更小的體積，重量和更高的功率密度，這也意味著常規(guī)PWM變換器要具有更高的工作頻率。 然而，對于常規(guī)的PWM功率變換器，進一步提高開關頻率會面臨許多實際問題。在常規(guī)PWM功率變換器中，一組斜對角線功率開關器件同時導通和截止，另一組斜種角線上的，也同時導通和截止。兩對功率開關管由驅動電路以P19M控制方式交替開通和關斷，開通時間均不超過半個周期。功率變換是通過中斷功率流和控制占空比的方法實現的，工作頻率恒定。但是功率開關管是在電壓不為零時導通，在電流不為零時關斷，處于強迫開關過程，又稱硬開關過程。在硬開關狀態(tài)下工作的常規(guī)PWM功率變換器，隨著頻率的上升，一方面功率開關的開關損耗會成比例的上升，處理功率的能力大幅下降;另一方面，過高的d v/d t, di /d t將會產生嚴重的電磁干擾，雖然增加緩沖電路可以防止過高的d v/d t, di /d t，但由此會增加開關器件的開關損耗，增大功率變換器的體積和造價。為克服常規(guī)PWM功率變換器在硬開關的狀態(tài)下的諸多問題，80年代以來軟開關技術得到了深入廣泛的研究并迅速發(fā)展壯大。 1.2大功率高頻軟開關逆變式充電機 蓄電池充電設備的 基本原理就是一直流電源作用與蓄電池兩端，當電源電壓高于蓄電池兩端時，電池處于充電狀態(tài)。在這種狀態(tài)碎隨著充電的不斷的進行，蓄電池電動勢增加，充電電流相應的減少，為了使充電機能以一定的電流對蓄電池充電，則應增加相應的電壓，使電流穩(wěn)定在給定值上。顯然手動充電機無法滿足這種要求，且超作的失誤將縮短蓄電池的使用壽命。 本方案討論的就是用絕緣門極晶體管（IGBT）以及新型軟開關諧振脈寬調制（PWM）電路的充電系統(tǒng)，系統(tǒng)能根據設定完成對不同個蓄電池充電?？紤]到大功率及電網的污染問題，系統(tǒng)采用無控整流加DC/DC變換器的結構。系統(tǒng)原理結構框圖如圖1-1所示： 圖1-1 系統(tǒng)結構框圖 本方案中所提的“高頻軟開關逆變式”一詞是指充電機系統(tǒng)的核心部分——DC/DC變換器的結構而言。在本系統(tǒng)中DC/DC變換器采用的是帶輔助換流諧振開關的全橋式PWM DD/DC變換電路。它是在全橋式PWM DC/DC 變換電路的基礎上，結合零電壓諧振開關和零電流諧振開關技術而形成的一種新型的高頻大功率充電機。 第二章 主電路的設計 電力電子技術是以電力為對象的電子技術，它在主要任務是對電能進行控制和交換?，F在電力電子技術已成為信息產業(yè)和傳統(tǒng)產業(yè)之間的重要接口、弱電與被控強電之間的橋梁。 從SCR、IGBT、SITH；從相控整流電路及周波變換電路到脈寬調制和高頻斬波電路，現代電力電子技術正逐漸向集成化、高頻化、全控化、電路弱電化、控制數字化和多功能化發(fā)展，本文所討論的充電機系統(tǒng)就是現代電子技術的產物。 2.1整流濾波電路 整流電路由三相整流橋、充電電阻R、短路開關S和濾波電容C1構成，如圖2-1所示。 圖2-1整流濾波電路 當電路加電時，開關S處于斷開狀態(tài)，電網通過整流橋和充電電阻R向電容C1充電。電阻限流作用，防止加電時產生沖擊電流。 當電容充電結束后，開關S閉合，將限流電阻R短路，電路進入正常工作狀態(tài)。開關S的動作是由控制電路中的軟啟動電路實現的。 由于整流濾波電路所使用的是不控制元件，對電網影響較少，同時，以軟啟動過程所實現可防止潮涌電流的產生。 2.2主電路的選型 開關電源的電路拓撲結構眾多，其中正激式、反激式和半橋型適合小功率電源使用，全橋型適合大功率電源使用，其中正激電路又可以分單管正激和雙管正激等多種。電路形式的最終確定，需要根據設計任務書和實際應用場合的具體情況來確定。 一般來說，功率很小的電源（1-100W），采用電路簡單、成本低的反激型電路較好；當電源功率在100W以上且工作環(huán)境干擾很大、輸入電壓質量惡劣、輸出短路頻繁時，則應采用正激型電路；對于功率大于500W、工作條件較好的電源，則應采用半橋或全橋電路較合理；如果對成本要求比較嚴，可以采用半橋電路；如果功率很大，則應采用全橋電路；推挽電路通常用于輸入電壓比較低、功率較大的場合。充電機的核心部分是DC/DC功率變換電路。DC/DC變換器一般可分為自激式和他激式兩種。自激式變換電路輸出功率較小，頻率不易控制，只用于較小故在此只介紹他激式變換電路，在他激式變換電路中，開關管的控制信號是由可調頻率的震蕩器給出的。下面對它激式變換電路的組成部分分別加以說明。 A．半橋式變換電路 圖2-2 半橋式變換電路 半橋式變換電路的工作原理如下所述。T1，T2管的導通信號相差180度，且他們的導通時間均小于T/2，使T1、T2不會導通。 當T1導通時，電源U1通過T1、C3，Tr給C2充電，同時C1通過T1、C3、Tr放電，二極管D1導通，電源通過變壓器向負載輸送能量，電感儲存能量。 當T1截止、T2還未導通時，Tr線圈電壓為零，電感L通過D1、D2向負載供電。 當T2導通時，電源通過T2、C3、Tr給C1充電，C3被反相充電，同時C2通過Tr、C3、T2 放電，二極管D2導通，電源向負載輸送能量，同時電感L存儲能量。 半橋式變換電路多用于功率在100~700W范圍內的高壓開關電源中，該電路的優(yōu)點是電路中使用的功率開關管所承受的電壓較低，不會超過線路的峰值電壓。另外，半橋式電路具有自動平衡功能，即使由于某種原因兩只管子的導通時間不同，電路也會自動使變壓器初級正負半周的伏秒積相同，避免變壓器出現偏磁現象。半橋式變換電路的整個周期中，變壓器初級一直有電流通過，變壓器的利用率高。 由于在半橋式變換電路中，高頻變壓器上施加的電壓只是輸入電壓的一半，與推挽電路相比，欲輸出相同的功率則高壓開關管必須流過兩倍的電流。 B．全橋式變換電路 將半橋式變換電路中的兩個電容C1、C2換成兩只高反壓功率開關管，并配以相應的驅動電路，就組成了全橋式變換電路.如圖2-3所示。 圖2-3 全橋式變換電路 在全橋式變換電路中，開關管T1和T4同步通斷，T2和T3同步通斷。電容C3用以阻斷變壓器初級線圈的直流成分并克服由于器件特性不對稱而導致的鐵芯飽和現象。 全橋式變換電路的高頻變壓器工作時，初級線圈上的電壓為電源電壓，每只開關管的耐壓亦是電源電壓，這樣輸出功率可以增大一倍。該電路的主要不足是開關管數目增加從而使驅動和控制電路比較復雜。 2.3軟開關技術的基本概念 所謂“軟開關”通常是指功率器件工作在零電壓開關ZVS模式(Zero Voltage Switching)或零電流開關模式ZCS(Zero Current Switching)。軟開關技術的實質就是通過電感L和電容C的諧振，使開關器件中的電流或兩端電壓按正弦或準正弦規(guī)律變化，當電流自然流過零時，使器件關斷;當電壓下降到零時，使器件導通。功率器件在零電壓或零電流條件下完成導通與關斷過程，將使功率器件的開關損耗理論上為零。圖2-4給出了硬開關和軟開關的電壓和電流波形示意圖，可以對比分析。 圖2-4 硬開關和軟開關的電壓.電流波形圖 軟開關的四種理想切換方式 1)零電壓開通一一功率開關上的電壓先下降到零時或其后，功率開關才開始恿過電流，稱零電壓開通。 2)零電壓關斷一一功率開關上的電流先下降到零時或其后，功率開關上的電壓還維持在零，則稱零電壓關斷。 3)零電流開通一一功率開關上的電壓先下降到零時或其前，功率開關一直不流過電流則稱零電流開通。 4)零電流關斷一一功率開關上的電流先下降到零時或其后，功率開關上的電壓才開始上升，則稱零電流關斷。 2.4軟開關技術的提出與發(fā)展 針對常規(guī)PWM控制的上述問題，美國Virginia大學的李澤元教授提出了諧振軟開關的概念‘“。是在硬開關逆變器拓撲中引入諧振環(huán)節(jié)，利用諧振環(huán)節(jié)的能量變化來優(yōu)化變換器中功率器件的開關特性:開通時，電壓先下降到零，電流再緩慢上升到通態(tài)值，關斷時電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值。這樣可以解決硬開關電路中存在的開關損耗大的問題，同時也解決了硬開關變換器引起的EMI問題。它一舉突破了以往硬開關技術的局限性，使得采用諧振軟開關逆變器的開關頻率可以提高到很高。 諧振軟開關概念的提出引起了電力電子領域的一場革命，許多研究人員致力于諧振理論和軟開關技術的研究。1986年美國威斯康辛大學的D. M. Divan教授提出了諧振直流環(huán)節(jié)逆變器，解決了多個諧振開關的諧振元件作用相互影響的問題，該電路的不足之處是在直流環(huán)節(jié)上進行電壓諧振，開關器件承受的電壓應力增大。后來D. M. Divan教授又將諧振回路放置在逆變橋之后構成了另一種諧振逆變器一一極諧振型逆變器，雖然為開關器件產生ZVS導通條件，但電路復雜，控制難度大。 在此之后，為了進一步簡化電路拓撲結構，各國研究者進行了不懈的努力。自20世紀80年代以來，國內外不斷研制開發(fā)出新的高頻軟開關逆變器拓撲，到目前為止提出了多種不同的軟開關拓撲結構，實際應用也取得了一系列成功。軟開關技術先后經歷了串聯(lián)諧振術、準諧振或多諧振技術(20世紀80年代中期)、ZCS-PWM,ZVS-PWM或移相全橋ZVS-PW術(20世紀80年代末期)、ZCT-PWM或ZVT-PWM技術(20世紀90年代初期)、全橋移相ZV ZCS-PWM技術((20世紀90年代中期))幾個發(fā)展階段。而全橋移相軟開關逆變電路是近些年來應用最廣泛的一種軟開關逆變拓撲形式，如圖2-5所示。這種技術實際上是將諧振技術與常規(guī)PWM變換技術的結合。其基本工作原理簡述為(因IGBT模塊內并聯(lián)了續(xù)流二極管，而實際電路中并不需要，僅為論述方便在圖中畫出，以后各章同理):每個橋臂的兩個開關管 180°互補導通，兩個橋臂的導通之間相差一個相位，即所謂移相角。通過調節(jié)此移相角的大小，來調節(jié)輸出電壓脈沖寬度，在變壓器副邊得到占空比D可調的正負半周對稱交流方波電壓，從而達到調節(jié)相應輸出電壓的目的。 如果Q1和Q2的驅動信號分別領先于Q3和Q4，則可定義Q 1, Q2組成的橋臂為超前臂，Q3, Q4組成的橋臂為滯后臂。并在IC控制端對同一橋臂的兩個(Q1與Q2或Q3與Q4)開關管的相驅動電壓設置不同的死區(qū)時間，巧妙利用開關管的結電容和高頻變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋變換器的四個功率開關管依次在零電壓下導通，在電容作用下零電壓關斷，錯開功率器件大電流與高電壓同時出現的硬開關狀態(tài)，抑制感性關斷電壓尖峰和容性開通的管溫過高，減小了開關損耗與干擾。但要做到以上這些，必須設計滿足要求的軟開關PWM電路拓撲，同時還要合適的控制與其相配合。如圖2－5： 圖2-5 原邊加電容和飽和電感的FB-ZVS/ZCS變換電路 2.5工作過程分析 為了便于下面的分析，討論前仍需作如下幾點假定: 1.所有開關管、二極管均為理想器件； 2.飽和電感飽和時電感為零，不飽和時電感量為無窮； 3.輸出濾波電感電量足夠大，在一個開關過程中可以等效為一個恒流源； 4.阻斷電容足夠大，在電流復位過程中可等效一個恒流源； 5. (為外部實際并聯(lián)的電容)。 (1)to-t1時間段(模式1) 在這個時間段，主功率開關管Q1，和Q4，導通，原邊電流從電源正極經Q1變壓器原邊繞組、阻斷電容. ，回到電源負極。一方面通過變壓器將電源輸入的能量傳遞給負載，另一方面給阻斷電容充電。在這個時間段內，飽和電感一直處于飽和狀態(tài)，原邊電流 = =n恒定不變，這個時間段對應的等效電路拓撲如圖2-6(a)所示。在這個時間段的初始時刻，阻斷電容上的電壓等于一 (，為的正峰值)。在這個時間段內有: （2.1） 式中,n為變壓器變比，為輸出電流。在時刻t1，開關管Q1，截止，這個時間結束。在這個模式下工作的持續(xù)時間取決于開關頻率和變壓器原邊的占空比。 (2)時間段(模式2) 在時刻t1，開關管Q1截止，原邊電流從Q1，轉移到C1，和C2支路中，給C1，充電，同時給C2放電，因為電容兩端電壓不能突變，所以開關管Q1，是在電容C1,和C2的作用下零電壓關斷。這個時間對應的等效電路如圖2-6(b)所示?？紤]到前面的假定，由于輸出濾波電感很大，負載被等效成一恒流源，故可以認為在此段時間內原邊電流 = =n近似不變，類似一個恒流源。因此電容電壓可近似認為在恒流源作用下線性下降。即 （2.2） 式中，C= C1+C2。在時刻t2, C2上的電壓下降到零，開關管Q2的反并聯(lián)二極管 D2自然導通，這個時間段結束。這個時間段的長度為: （2.3） (3) t2-t3時間段(模式3) 在時刻t2, 下降到零，D2導通，開關管Q2隨后可以在零電壓下完成開通，原邊電流通過Q4和D2續(xù)流，將電壓箝位在零，阻斷電容上的電壓上升到。在這個時間段，飽和電感仍處于飽和狀態(tài)。在阻斷電容電壓的作用下，原邊電流將迅速下降，并導致副邊電流迅速下降。輸出電流I0與副邊電流的差值將通過副邊整流器續(xù)流，從而將變壓器副邊和原邊短路。這個時間段的等效電路圖如圖2-6(c)所示，其工作過程的波形如圖2-7所示。根據前面的假定，由于足夠大，因此在這個時間段其上的電壓= 可近似看作不變。 由于電壓等于零，變壓器原邊短路，故阻斷電容電壓全部加在諧振電感上，這時有: （2.4） 在時刻t3，原邊電流衰減到零，這個工作模式結束。該工作模式的持續(xù)時間為: （2.5） 圖2-6 FB-ZVS/ZCS-PWM變換電路工作原理 (4)t3-t4時間段(模式4) 在時刻t3 ， 衰減到零之后，在阻斷電容電壓的作用下將試圖向反方向變化，但這時飽和電感己退出飽和狀態(tài)，呈現出較大的電感量，阻止了的進一步變化。在這個時間段，阻斷電容上的電壓保持不便，開關管Q4仍處于導通狀態(tài)，但已沒有電流流過。如果Q4為IGBT管，則其上的少數載流子可在這個時間段得到復合。由于原邊電流為零，A點對地電壓為 B點對地電壓為 =-這個時間的等效電路圖如圖2-6 (d)所示。 (5)t4—t5時間段 (模式5) 在時刻t4，開關管Q4在零電壓、零電流狀態(tài)下關斷。在這個時間段阻斷電容上的電容繼續(xù)維持不變，主電路中的電流為零。等效電路圖如圖2-6(e)所示。這個時間段實際上是滯后臂開關管狀態(tài)轉換之間的死區(qū)時間，在這個時間段里，剩余少數載流子繼續(xù)復合移去。 (6)t5-t6時間段(模式6) 在時刻t5，開關管Q3導通，由于此時飽和電感器尚未進入飽和，原邊電流不可能突變，需要經過一定的時間才能迅速上升，因此Q3的導通為零電流導通。Q3導通后，在阻斷電容電壓和輸入電壓的共同作用下飽和電感很快又進入 飽和區(qū)。由于漏感很小，因此原邊電流在這兩個電壓的共同作用下迅速線性上升。這時有: （2.6） 在時刻t6, 上升到等于輸出電流反射值在時刻輸出電流全部通過變壓器副邊、電源再次向負載輸送能量。之后，阻斷電容上的電壓將向由正向負逐漸減小開始下半個對稱的周期。這個工作模式的等效電路如圖2-6(F)所示，其持續(xù)時間 （2.7） 圖2-7 FB-ZVS/ZCS-PWM變換電路工作波形 2.6全橋型電路的主電路元氣件參數的確定 下面介紹的設計方法適用于正激、推挽、半橋、全橋型電路， ① 變壓器的設計 變壓器是開關電源中的核心元件，其他主電路器件的設計都依賴于變壓器的參數，因此首先應對變壓器參數進行設計。高頻變壓器工作時的電壓、電流都不是正弦波，因此工作狀況與工頻變壓器是不一樣的，設計公式也有所不同。需要設計的是電壓比，鐵心的形式和尺寸、各繞組匝數的、導體截面積等。電壓比kt 電壓比的設計原則是電路在最大占空比和最低輸入電壓的條件下，輸出電壓仍能達到設計需要的上限，考慮到電路中的壓降，輸出電壓應留有余量； （2.8） kt——電壓比； Uinmin——輸入直流電壓最小值，應選輸入電壓下限，注意考慮電壓波紋； Dmax——最大占空比； Uomax——最高輸出電壓； ——電路中的壓降，應包含整流二極管壓降和電路中的線路壓降等。 ②鐵心的選取 計算出電壓比后，可根據以下公式選取合適的鐵心： （2.9） 式中 Ae——鐵心磁路截面積； Aw——鐵心窗口面積； PT——變壓器的傳輸功率； Fs——開關頻率 ——鐵心在一個工作周期內磁感應強度的 變化范圍（見圖2-8） 圖2-8 充電電流與電壓的關系 Dc——變壓器繞組導體的電流密度 kc——繞組在鐵心窗口中的填充系數 根據以上公式計算出鐵心應具備的截面積——窗口面積后，可以在生產廠家提供的產品手冊中查到合適的鐵心，使其形狀和尺寸滿足要求。 ③繞阻匝數 選定鐵心后，便可以計算繞組匝數。由于電壓比已知，可以首先計算一次或二次繞組匝數中任意一個，然后根據電壓比推算另一個。通常計算二次匝數更加容易，計算公式為 （2.10） 式中 N——所計算的繞組的匝數； Sv——這一繞組的最大伏-秒面積 （既圖2-9和圖2-10中陰影部分） 圖2-9 電路繞組電壓.勵磁電流和變壓器工作時的磁化曲線 圖2-10 雙端電路繞組電壓.勵磁電流和變壓器工作時的磁化曲線 其定義為 （2.11） ——鐵心工作時的允許磁感應強度； Ae——鐵心磁路截面積。 為了保證在任何條件下鐵心不飽和，設計時應按最大伏-秒面積計算匝數。因為電路中電壓的波形都是方波，所以最大伏-秒面積的計算可以簡化為電壓和脈沖寬度的乘積。通常計算二次側最大伏-秒面積較為方便。 對于半橋、全橋、推挽等雙端電路： （2.12） 因此，二次繞組匝數的設計公式簡化為 正激型電路： （2.13） 半橋、全橋、推挽電路： （2.14） 一次側繞組匝數可由二次側繞組和電壓比推算出來。 ④繞組導體截面積 根據流過每個繞組的電流值和預先選定的電流密度，既可計算出繞組 導體截面積： （2.15） ⑤變壓器設計的其他問題 包括變壓器勵磁電感和漏感的估算，以及繞組結構的設計。 可以用變壓器的等效電路來說明勵磁電感和漏感，如圖2-11 圖2-11 變壓器的T型等效電路 圖中Lm1、Lm2為勵磁電感；Lsi為一次側繞組的漏感，Ls2為二次側繞組的漏感，已經按電壓比折算到一次側。 （2.16） μ0——真空磁導率； μr——鐵心材料相對磁導率； Ae——鐵心截面積； N1——一次繞組匝數； L——鐵心磁路長度。 由于鐵心材料的相對磁導率μr很大，因此勵磁電感通常也較大。如果鐵心未夾緊，磁路中有間隙，則勵磁電感會急劇下降，勵磁電流成倍增加，導致變壓器性能嚴重惡劣化。 變壓器的漏感來源于沒有同時鉸鏈一次繞組和二次繞組的漏磁通。因此它同一、二次繞組相偶合的緊密程度緊密相關。漏感對工作電路帶來的影響主要是負面的，開關氣件關斷時很高的di/dt使漏感兩端產生尖峰狀電壓，給開關器件造成過電壓。雖然可以采用Rc吸收電路來降低過電壓，但會造成較大的損耗。過大的漏感還會造成占空比的損失。因此變壓器的設計應盡量減少漏感。減少漏感的方法主要是提高一二次繞組耦合的程度，如采用間隔繞組等。 2.7輸出濾波電路的設計 輸出濾波電路的作用是濾除二次側整流電路輸出的脈動直流中的交流分量，得到平滑的直流輸出。在開關電源中通常采用一級LC濾波電路，當要求輸出紋波很小時，采用二級LC濾波電路，如圖2-12所示。 濾波器的設計首先應進行電感的設計，然后再進行電容的設計。  第三章 濾波電路和主電路的計算 3.1 濾波電感 設計濾波電感首先應根據輸出電壓、輸出電流和開關頻率，并首先選定允許的輸出電感電流紋波值，然后按公式計算電感值； 正激型電路： （3.1） 全橋、半橋、推挽型電路： （3.2） 式中L——濾波電感的值； Uon ——輸入電壓最高、占空比為0.5時的輸出電壓值，此時電感電流紋波最大； Fs———開關頻率； ? ——允許的電感電流最大紋波波峰峰值； 計算出電感值后，根據電感值和流過電感的電流，再計算以下各項。 （1） 計算電感鐵心 (3.3) 式中 Ae——鐵心磁路截面積； Aw——鐵心窗口面積； L——電感值 Imax——電感電流最大有效值 ?max——電感電流最大峰值； Bmax——磁路磁通密度最大值； Dc——電感繞組導體的電流密度； Kc——繞組在鐵心窗口的填充系數； （2） 計算繞組匝數 (3.4) （3） 計算氣隙 (3.5) 然后根據電感電流和預先選定的電流密度，可以計算出繞組截面積。 3.2 濾波電容 由于已知電感電流最大紋波系數，可以假設電感電流最大紋波有效值為?/2，而濾波阻抗： (3.6) 式中 Rces——濾波電容等效串聯(lián)電阻； Lces——濾波電容等效串聯(lián)電感； C——濾波電容值； w——電容的工作頻率。 若根據預先選定的輸出電壓最大紋波有效值，則可按下式計算出濾波電容的阻抗； (3.7) 然后根據電容手冊選取合適的電容。 由于開關電源中的輸出濾波器處理的功率很大，濾波電感的濾波容量應留有足夠的容量，以免在輸出大電流時飽和；濾波電容需采用高頻電解電容，以提高濾波效果，減少發(fā)熱；往往采用多個小電容并列，以降低等效串連電感和等效串聯(lián)電阻。 3.3 開關器件的設計 1. 開關器件的設計原則 變壓器和濾波電路設計完畢后，電路中各電壓和電流參數已基本確定，就可以開始開關器件的設計了。開關器件的設計應遵循以下兩個原則： （1）器件工作時的電壓和電流都不應超出其安全工作區(qū)，IGBT，MOSFET以及各種二極管，都有相應的安全共工作區(qū)，這也是設計手冊的重要內容。值得注意的是，開關器件在實際電路中所承受的電流和電壓都是脈沖的，應此脈沖工作區(qū)是最有指導意義的。 （2）工作時的節(jié)溫不能超過最大節(jié)溫 由于半導體較高的溫度條件下會變成導體從而失去阻斷電壓的能力，因此器件工作中管芯的溫度——結溫不能超過允許值。這一上限同管芯材料和工藝有關。對于采用目前普遍使用的硅材料制造的各種高頻開關器件，如IGBT、MOSFET和GTR而言，其結溫上限125~125℃。器件工作中都會產生損耗，以熱的形式通過器件的殼體散發(fā)到周圍環(huán)境中，傳熱過程中結—殼間就會形成溫差。 在實際設計中，應該計算出開關器件工作時的電壓和電流峰值，并根據安全工作區(qū)（SOA）來初步選擇器件的電壓和電流容量，然后根據估算的器件發(fā)熱功率、最高環(huán)境溫度和熱阻等參數來估算工作時的結溫，并應留有裕量。 2變壓器二此側整流二極管的設計 流過二極管的峰值電流為 (3.8) 流過二極管的峰值電流為 (3.9) 所選取的二極管允許的峰值電流應大于式（3.8）式中的，平均電流應大于（3.9）中的Idmax. 根據二極管的平均電流可以估算其通態(tài)損耗： (3.10) 式中Ud——二極管在流過峰值電流時的通態(tài)壓降。 二極管的開關損耗可按下式計算： (3.11) 式中 Eon和Eoff——每次開通和關斷損耗的開關能量； fs——電路的開關頻率； 根據二極管的損耗功率和器件的節(jié)溫上限以及環(huán)境溫度的上限可以計算出允許的散熱熱熱阻的上限為 （3.12） 式中 Rthj-c ——二極管的結殼熱阻； R thc-a——散熱器的熱阻； T Jm——二極管允許的最高結溫； T aM ——技術要求中環(huán)境的上限。 二極管的結殼熱阻加散熱器熱阻不能夠超過式（3.12）指出的上限，這是選取二極管及其散熱器的依據。 3. 開關管的設計 流過開關管的峰值電流為 （3.13） 流過開關管的最大平均電流為 （3.14） 所選開關管的允許峰值電流應大于式（3.13）中的?smax，平均電流應大于（3.14）中的īsmax 根據開關管的平均電流，可以估算其通態(tài)損耗； （3.15） 式中 Us——開關管在流過峰值電流時的通態(tài)壓降。 對于單集型器件，應采用其通態(tài)電阻和流過其電流有效值技術通態(tài)損耗。 開關管的開關損耗可以按以下式估算： （3.16） 式中 Eon和Eoff——每次開通和關斷耗散的開關能量； Fs——電路的開關頻率。 根據開關管的損耗功率（即發(fā)熱功率）和器件的結溫上限以及環(huán)境溫度的上限可以計算出允許的散熱熱阻的上限為 （3.17） 式中 ——開關管的結殼熱阻； ——散熱器的電熱阻； ——開關管允許的最高結溫； ——技術要求中環(huán)境溫度的上限。 開關管的結殼熱阻加熱器熱阻不能超過由式（3.17）指出的上限，是選取開關管及其散熱器的依據。 3.4主電路設計的具體計算 技術要求： 1） 輸入電壓：交流三相380V（1±10%），50H z。 2） 輸出電壓：額定直流220V，調節(jié)范圍為0~300V。 3） 輸出電流：最大30A 4） 輸出紋波：紋波系數不大于0.5%。 5） 工作溫度:0~40℃ 主電路設計： （1）主電路的選型 該電源最大輸出功率為30*300=9000屬于功率較大的開關電源，因此應選取全橋型主電路；輸出電壓最高為300V，考慮到二極管的耐壓，變壓器二次側應采用全橋整流電路。 為了簡化設計過程以便于理解，采用硬開關電路。 1． 變壓器的設計 電壓比kt電壓比的計算按照式（3.18）。本文中，在輸入電壓為300V時，選取Uin min為整流后的直流電壓減去電壓波動量的一半，即440V。Dmax?同控制電路有關，此處選為0.9。Uomax選為最高輸出電壓300V，ΔU選2V。將以上數據代入式（3.19）可得 (3.18) 2．鐵心的選取 首先按式（3.19）計算鐵心，窗囗的面積，其中Pt取9000W，開關頻率Fs取50KHZ，dc選取4A/mm2，即4*106A/mm2，窗口填充系數Kc選取0.5。將這些數據代入式（3.19），得 (3.19) 按照鐵氧體鐵心生產廠家提供的手冊，可以選擇鐵心型號為EE65，其鐵心截面積為0.45*10-4m4，窗口面積為1.86*10-7鐵心，窗口面積為4546可以滿足要求。 3．繞組匝數 選定鐵心后，便可以根據式（3.20）計算繞組匝數。 (3.20) 代入數據得N2=40 一次繞組匝數可由二次繞組匝數和電壓比推算得到，為 45 4．繞組導體截面 根據式（3.21）可得二次繞組的導體截面積 (3.21) 代入數據得Ac2=7.5mm2 根據電壓比可以算出一次繞組導體的截面積： Ac1=8.2mm2 （2）輸出滹波電路的設計 首先進行電感的設計。 1．濾波電感的設計 首先按公式（3.2）計算電感值，其中輸出電壓Uom取300V，開關頻率Ft為50HZ，允許的電感電流最大紋波峰峰值ΔI取最大輸出電流的20%，即2A，計算得 L=0.25mh 計算出電感值后，根據電感值和流，按式（3.3）選定電感鐵心，其中電感值L取0。25mH；電感電流最大有效值Imax取最大輸出電流30A，電感電流最大峰值取最大輸出電流加上電感電流最大紋波峰峰值的一半即11A；磁路磁通密度最大值Bmax 取0.3T；電感繞組導體的電流密度dc 取4A/mm; 窗口面積為3.69*10-4，鐵心，窗口面積積為1.32*10-7mm2，可以滿足要求。再按公式（3.4）計算繞組匝數： =51 按公式（3.5）計算氣隙，其中μ為真空磁導率， 注意到鐵心由兩半對合而成功之，氣隙長度l應為2倍的鐵心間距，因此鐵心間距應取1.2mm. 然后根據熱氣電感電流和預先選定的電流密度，算出電感繞組的導體截面積。 2． 濾波電容的確定 由于已知電感電流最大紋波值，可以假設電感電流最大紋波值為180，而輸出電壓最大紋波有效值取為輸出電壓下限的0.5%，即0.9，可以按式（3.6）計算出濾波電容的阻抗： 一種標稱容量為470μF，耐壓為400V的電解電容器，其實測容值為416μF，串聯(lián)等效電阻為0.5Ω串聯(lián)等效電感受為0.5μH。紋波電流頻率為100KHZ，該電容的等效阻抗為0.6Ω，故采用一個該型號電容即可。 （3）開關器件的設計 1． 變壓器二次側整流一極管的設計 基承受的反向電壓最大值為整 流電壓最大值除以變壓器電壓比 取400V，考慮到二極管關斷時會有過電壓，并考慮到輸入電壓的浪涌等因素，因此選取二極管的耐壓不低于600V。 流過二極管的峰值電流按式（3.8）設計： 流過二極管的最大平均電流按式（3.9） 設計： 所選取的二極管的允許的峰值電流應大于33A，平均電流應大于15A 根據二極管的平均電流可以近按式（3.10）估算其通態(tài)損耗， 其中二極管通態(tài)壓降根據有關產品手冊取2V： 二極管的開關損耗根據經驗，按通態(tài)損耗的1.~2倍估算，即 按式（3.11），根據二極管的損耗功率（即發(fā)熱功率）和器件的結溫 上限可以計算出允許的散熱熱阻的上限，其中環(huán)境溫度上限為40℃，結溫上限取120℃： 二極管的結殼熱阻加散熱器熱阻不能超過2.6K/W，這是選取二極管及其散熱的依據。 根據快速恢復二極管生產廠家提供的手冊，一種型號為DSEI30—06A的二極管，其反向耐壓為600V，正向電流為14A，結—殼熱阻為2K/W，其管殼與散熱器的接觸熱阻典型值為0.5K/W，這樣，散熱臺面到環(huán)境的熱阻就不能大于0.1K/W，這意味著要用較大的散熱器并需要強制風冷，不大合理。因此，選擇另一種電流容量更大的DSEI30—06A型，二極管，其反向耐壓為600V，正向電流為37A，結—殼熱阻為1K/W，管殼與散熱器的接觸熱阻典型值為0.25K/W，散熱器臺面到環(huán)境的熱阻取1。35/W，這一數值較為合理。 2．開關管的設計 開關管選取電力MOSFET，其斷態(tài)耐壓為整流電壓的峰值，即590V，考慮到關斷時的過電壓以及輸入電壓的浪涌，開關管的耐壓取800V以上。流過開關管的峰值電流按式（3.13）計算 流過開關管的最大平均電流按式（3.14）計算： 所選開關管的允許峰值電流應大于式（3.13）中的，平均電流應大于式（3.14）中的 電力MOSFET的通態(tài)損耗應按其電流有效值計算，考慮到計算的簡單，可以用開關電流峰值的來估算，即開關管的電流有效值為，則開關管的通態(tài)損耗為 式中 ——開關管電流有效值，為505A； ——開關管通態(tài)電阻，根據手冊選取0.6 開關管的開關損耗可以按通態(tài)損耗的1~1.5倍估算： 根據式（3.17）可以計算出允許的散熱熱阻的上限，其中器件的結溫 最大值 Tm取120℃環(huán)境溫度上限TaM為40℃ 在電力IGBT生產廠家提供的手冊中，想到 型號為TYN-1016的器件， 其耐壓為800V，電流為15A，通態(tài)電阻為1.0，結—殼熱阻為0.7/W,其可乘之機殼與散熱器的接觸熱阻為1.25K/W. 至此主電路參數設計完畢設計結果如圖3-1所示。 圖3.1 所計算的主電路 3.5 驅動電路的設計 驅動電路是控制電路與主電路的接口，同開關電源的可靠性、效率等性能密切相關。驅動電路需要有很多的快速性，能提供一定的驅動功率，并具有較高的抗干擾和隔離噪聲能力。 驅動信號施加在開關器件的柵極－發(fā)射極（IGBT）或柵極－源極（MOSFET）間，在很多電路拓撲結構，如半橋、全橋、雙正激型電路中，不同開關器件的發(fā)射極（或源極）間的電位差很大，而且在高速變化，因此驅動電路還要具備隔離功能。 目前常用的驅動電路可以分為以下三種。 ①變壓器隔離驅動電路（見圖3-2） 圖3-2 變壓器隔離驅動電路 該電路結構簡單、成本低，隔離電壓能達到很高，傳輸延時很小，而且無需附加電源，適合于較高頻率（50kHz~10MHz）電路的驅動。由于變壓器只能傳輸交流信號，信號的正負伏秒面積必須相等，因此當占空比改變時，驅動信號的正負脈沖幅值也 相應變化。而IGBT 和MOSFET的驅動信號正負脈沖幅值必須在10～18V范圍內，負脈沖幅值也不能超過20V，因此當占空比超過50％時，采用變壓器隔離驅動就不合適了。 ②高壓集成電路驅動 是一種專用的高壓集成電路(HVIC)，它采用高速光藕合器作為隔離傳輸信號的元件，隔離后的驅動電源采用“電荷泵”的方式，從主電路中取得，不再需要附加電源。這類集成電路的工作頻率可達500kHz～1MHz,傳輸延時也很小。但是由于HVIC技術的局限，目前只能用于500V以下的小容量器件的驅動，而且成本較高，外圍電路復雜，可靠性也存在一定的問題。具有代表性的產品是IR公司的IR2000系列。 ③厚膜集成驅動電路模塊 是一類最適合于大容量開關電源的驅動電路。這類模塊通常是以陶瓷為基板，由貼裝元件構成的混合集成電路。電路中采用光耦元件隔離傳輸信號，可以達到很高的隔離電壓。隔離后電路的電源由外部供給，通常需要正負兩組電源，以實現正負電平驅動。由于驅動信號的正負兩組電平不隨占空比變化，因此占空比也可以在0—100﹪范圍內任意變化，工作穩(wěn)定可靠。圖3-3為厚膜集成驅動電路模塊的基本原理。 圖3-3 厚膜集成驅動電路模塊的基本原理 更為可貴的是，這類驅動電路本身都含有基于檢測器件通態(tài)壓降原理的過電流保護電路，可實現有效就地保護，這對于價格昂貴而且容易損壞的大容量開關器件的使用是非常必要的。但是這類電路也有一些缺點，如需要提供多組隔離的電源，電路復雜，成本高，光耦合器傳輸延時大，適用開關頻率低（<40KHZ）等。這類電路的代表產品有：日本三菱研發(fā)的M57959、M57962系列，日本富士公司生產的EXB840、EXB850系列等。 圖3-4 M57962L型IGBT驅動器的接線圖  第四章 控制電路的設計及保護電路的實現 在DC/DC變換電路，可以控制直流輸出電壓的平均大小，使其與輸入電壓和輸出負載相適應。在開關式DC/DC變換器電路中，輸入電壓是固定不變的，利用控制開關的開通時間和關斷時間（Ton和Toff）來控制輸出電壓的平均值。 控制輸出電壓的方法有多種，其中最常用的方法是脈寬調制法（PWM）或稱定頻調寬法。PWM型DC/DC開關變換器具有控制簡單，穩(wěn)態(tài)直流增益與負載無關等優(yōu)點。它的缺點是開關損耗隨頻率的提高而增加，故限制了開關頻率的進一步提高。 由于本系統(tǒng)的負載是鉛酸蓄電池，所以在設計控制電路時，應根據鉛酸蓄電池的充電特性以及用戶對系統(tǒng)的要求來確定控制方案。用戶對系統(tǒng)的要求如下所述。 在充電過程中，所需充電電流的大小是隨充電時間的長短而有所變化的，開始時充電電流需要大一些，隨充電過程的進行所需要電流應逐步減小。 若一直以大電流充電，當電壓達到給定值后立即停止充電，由于電池內部電解液的擴散作用的延時，電池電壓會不穩(wěn)定，而使電壓有所下降，即電池沒有充滿。但如果此時仍以大電流繼續(xù)充電，則電池會受損，解決的辦法是當端電壓接近給定值時，用小電流繼續(xù)充一端時間到給定值，這樣就能保證電池充滿。 4.1 控制方案的確定 控制電路是為主電路功率開關管提供激勵信號的電路，也是功率開關管正常工作不可缺少的輸入信號電路。根據系統(tǒng)的設計要求，控制電路必須具備以下功能： a.控制電路應具備能根據主電路的要求輸出脈寬一定、相差可調的矩形驅動信號。 b.控制電路要有足夠的電路增益，能將電路輸出電流的微小變化轉化為相位控制信號，從而自動調整輸出電流。 c.控制電路要提供開關互鎖功能。 d.控制電路要提供各種故障情況的保護措施。 e.控制電路還應實現系統(tǒng)的軟啟動，避免開機沖擊現象。 根據蓄電池充電特性及用戶對該項目的要求，決定采用多級恒 流充電的方案，充電電流與電壓的關系曲線如圖4-1所示。 圖4-1 充電電流與電壓的波形圖 充電開始，以30A的大電流進行充電，當電池端電壓達到U1時，改為以半電流15A繼續(xù)充電至U2，此時，蓄電池已基本充滿，最后，再以3~6A的小電流充電至U3，則認為蓄電池已完全充滿，充電過程結束。 為實現多級恒流控制，系統(tǒng)采用電流閉環(huán)調節(jié)系統(tǒng)，其中，電流調節(jié)器采用PI調節(jié)器，使系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時無靜差。 系統(tǒng)控制部分的結構圖如圖4-2所示。 圖4-2 控制部分的結構框圖 與反饋信號IF相減形成誤差信號ΔI，再通過比例積分器使PWM信號發(fā)生器產生相應的開關 參考電壓UR與反饋電壓UF通過判別器的比較，產生電流值的給定信號I*G。I*G信號，功率控制回路調整輸出電壓的大小，使負載電流為一恒定值。 為保證系統(tǒng)正常工作，使系統(tǒng)能在異?；蚬收锨闆r下停止功率電路的工作，避免元件或負載損壞，系統(tǒng)中設置有保護電路。下面對控制系統(tǒng)各部分的設計加以說明。 4.2 PWM信號的產生 PWM信號的產生是開關信號產生的基礎，系統(tǒng)采用了PWM集成控制電路TL494，其引腳功能及內部電路原理框圖如圖4-3及圖4-4所示。 圖4-3 TL494引腳圖 圖4-4 TL494原理圖 系統(tǒng)中，TL494的連接如圖4-5所示。 圖4-5 TL494接線圖 現對其接線作以下幾點說明。5腳、6腳分別接電阻RT、電容CT，以組成震蕩電路，產生一定頻率的鋸齒波，震蕩頻率為f=1.2/RT*CT 系統(tǒng)的開關頻率為25kHz,考慮到后面開關信號通路上經過二分頻，故TL494內部震蕩頻率為50kHz。故取Cr